La radiación de fondo de microondas es isótropa hasta una parte entre
105: las variaciones del valor eficaz son sólo 18 µK. El
espectrofotómetro FIRAS (en inglés The Far-Infrared Absolute
Spectrophotometer) en el satélite COBE de la NASA ha medido
cuidadosamente el espectro de la radiación de fondo del microondas. El
FIRAS comparó el CMB con un cuerpo negro de referencia y no se pudo
ver ninguna diferencia en sus espectros. Cualquier desviación del
cuerpo negro que pudiera seguir estando sin detectar en el espectro
del CMB sobre el rango de longitudes de onda desde 0,5 a 5 mm tendría
que tener un valor de unas 50 partes por millón del pico de brillo del
CMB.Esto hizo del espectro del CMB el cuerpo negro medido de manera
más precisa en la naturaleza.
Esta radiación es una predicción del modelo del Big Bang, ya que según
este modelo, el universo primigenio era un plasma compuesto
principalmente por electrones, fotones y bariones (protones y
neutrones). Los fotones estaban constantemente interactuando con el
plasma mediante la dispersión Thomson. Los electrones no se podían
unir a los protones y otros núcleos atómicos para formar átomos porque
la energía media de dicho plasma era muy alta, por lo que los
electrones interactuaban constantemente con los fotones mediante el
proceso conocido como dispersión Compton. A medida que el universo se
fue expandiendo, el enfriamiento adiabático (del que el corrimiento al
rojo cosmológico es un síntoma actual) causado porque el plasma se
enfrie hasta que sea posible que los electrones se combinen con
protones y formen átomos de hidrógeno. Esto ocurrió cuando esta
alcanzó los 3000 K, unos 380000 años después del Big Bang. A partir de
ese momento, los fotones pudieron viajar libremente a través del
espacio sin colisionar con los electrones dispersos. Este fenómeno es
conocido como Era de la recombinación y descomposición, la radiación
de fondo de microondas es precisamente el resultado de ese periodo. Al
irse expandiendo el universo, esta radiación también fue disminuyendo
su temperatura, lo cual explica por qué hoy en día es sólo de unos 2,7
K. La radiación de fondo es el ruido que hace el universo. Se dice que
es el eco que proviene del fin del universo, o sea, el eco que quedó
de la gran explosión que dio origen al universo.
Los fotones han continuado enfriándose desde entonces, actualmente han
caído a 2,725 K y su temperatura continuará cayendo según se expanda
el Universo. De la misma manera, la radiación del cielo que medimos
viene de una superficie esférica, llamada superficie de la última
dispersión, en la que los fotones que se descompusieron en la
interacción con materia en el Universo primigenio, hace 13700 millones
de años, están observándose actualmente en la Tierra. El Big Bang
sugiere que el fondo de radiación cósmico rellena todo el espacio
observable y que gran parte de la radiación en el Universo está en el
CMB, que tiene una fracción de aproximadamente 5·10-5 de la densidad
total del Universo.
Dos de los grandes éxitos de la teoría del Big Bang son sus
predicciones de este espectro de cuerpo negro casi perfecto y su
predicción detallada de las anisotropías en el fondo cósmico de
microondas. El reciente WMAP ha medido precisamente estas anisotropías
sobre el cielo por completo a escalas angulares de 0,2°. Estas se
pueden utilizar para estimar los parámetros del Modelo Lambda-CDM
estándar del Big Bang. Alguna información, como la forma del Universo,
se puede obtener directamente del CMB, mientras otros, como la
constante de Hubble, no están restringidos y tienen que ser inferidos
de otras medidas.
Temperatura
El espectro de potencia de la anisotropía de la temperatura del fondo
de radiación de microondas en función de de la escala angular (o
momento multipolar). Los datos mostrados son del WMAP (2006), Acbar
(2004) Boomerang (2005), CBI (2004) y VSA (2004).La radiación del
fondo cósmico de microondas y el corrimiento al rojo cosmológico se
consideran conjuntamente como la mejor prueba disponible para la
teoría del Big Bang. El descubrimiento del CMB a mediados de los años
1960 redujo el interés en alternativas como la Teoría del Estado
Estacionario. El CMB proporciona una imagen del Universo cuando, de
acuerdo con la cosmología convencional, la temperatura descendió lo
suficiente como para permitir que los electrones y protones formen
átomos de hidrógeno, haciendo así el Universo transparente a la
radiación. Cuando se originó unos 400.000 años después del Big Bang,
este período es conocido generalmente como el "periodo de la última
dispersión" o el periodo de la recombinación o el desacople, la
temperatura del Universo era de unos 3000 K. Esto se corresponde con
una energía de unos 0.25 eV, que es mucho menor que los 13.6 eV de la
energía de ionización del hidrógeno. Desde entonces, la temperatura de
la radiación ha caído en un factor de aproximadamente 1,100 debido a
la expansión del Universo. Según se expande el Universo, los fotones
del fondo cósmico de microondas se desplazan hacia el rojo, haciendo
que la temperatura de radiación sea inversamente proporcional al
factor de escala del Universo.
Observaciones del fondo de microondas
Después del descubrimiento del CMB, se han realizado cientos de
experimentos del fondo cósmico de microondas para medir y caracterizar
la naturaleza de la radiación. El experimento más famoso es
probablemente el satélite COBE de la NASA que orbitó entre 1989-1996,
que detectó y cuantificó las anisotropías de gran escala al límite de
sus capacidades de detección. Inspirado por los resultados iniciales
del COBE, un fondo extremadamente isótropo y homogéneo, una serie de
experimentos basados en balones y suelo cuantificaron las anisotropías
del CMB en pequeñas escalas angulares durante la siguiente década. El
principal objetivo de estos experimentos era medir a escala angular el
primer pico acústico, para el que el COBE no tenía suficiente
resolución. Estas medidas podrían excluir las cuerdas cósmicas como la
principal teoría de la formación de estructuras cósmicas y sugieren
que la inflación cósmica es la teoría adecuada. Durante los años 1980,
el primer pico fue medido con una sensibilidad creciente y en el año
2000, el experimento BOOMERanG reportó que las fluctuaciones de mayor
energía ocurrían a escalas de aproximadamente un grado. Junto con
otros datos cosmológicos, estos resultados implican que la geometría
del Universo es plana. Varios interferómetros proporcionaron medidas
de fluctuaciones de gran precisión durante los tres años siguientes,
incluyendo el Very Small Array, Degree Angular Scale Interferometer
(DASI) y el Cosmic Background Imager (o CBI). La primera detección del
DASI fue la polarización del CMB mientras que el CBI obtuvo el
espectro de polarización del CMB.
En Junio de 2001, la NASA lanzó una segunda misión espacial para el
CMB, el WMAP, para realizar medidas mucho más precisas de las
anisotropías a gran escala en todo el cielo. Los primeros resultados
de esta misión, revelados en 2003, fueron medidas detalladas del
espectro de potencia angular en las escalas más bajas, acotando varios
parámetros cosmológicos. Los resultados son ampliamente consistentes
con los esperados de la inflación cósmica así como otras teorías
competidoras y están disponibles detalladamente en el centro de datos
de la NASA para el Fondo Cósmico de Microondas. Aunque el WMAP
proporcionó medidas muy exactas de las fluctuaciones a grandes escalas
angulares en el CMB (estructuras que son tan grandes en el cielo como
la luna), no tendrían resolución angular suficiente para medir las
fluctuaciones a pequeña escala que habían sido observadas utilizando
interferómetros terrestres, como el Cosmic Background Imager.
Una tercera misión espacial, el Planck Surveyor, será lanzada en 2008.
El Planck utulizará dos radiómetros HEMT así como la un bolómetro y
medirá el CMB a escalas menores que el WMAP. A diferencia de las dos
misiones espaciales previas, el Planck es una colaboración entre la
NASA y la Agencia Espacial Europea (ESA). Sus detectores fueron
probados en el Telescopio Viper en el experimentp ACBAR, que ha
producido las medidas más precisas a pequeñas escalas angulares hasta
la fecha – y en el telescopio de balones Archeops.
Los instrumentos terrestres adicionales como el Telescopio del Polo
Sur en la Antártida, el propuesto Proyecto Clover, el Telescopio
Cosmológico de Atacama y el proyecto Quiet en Chile proporcionará
datos adicionales no disponibles en las observciones de satélite,
posiblemente incluyento la polarización del modo B.
Es posible "ver" la radiación de fondo de microondas con algo tan
común cómo un televisor analógico -es decir, los antiguos no
preparados para recibir la Televisión Digital Terrestre- que sintonice
un canal en el que no haya ninguna emisora emitiendo; parte (un 1%) de
la "nieve" que puede verse en la pantalla es dicha radiación de fondo
captada por la antena del aparato.
Cronología del fondo de radiación de microondas
1940. Andrew McKellar: La detección observacional de una temperatura
bolométrica media de 2,3 K basada en el estudio de las líneas de
absorción interestelar es informada desde el Observatorio Dominion
Observatory, Columbia Británica
1946. Robert Dicke descubre ".. la radiación de la materia cósmica" a
< 20 K, no se refiere a la radiación de fondo
1948. George Gamow calcula una temperatura de 50 K (asumiendo un
Universo de 3.000 millones de años),[18] comentándolo".. está de
acuerdo razonablemente con la temperatura actual del espacio
interestelar", pero no menciona el fondo de radiación.
1948. Ralph Alpher y Robert Herman estiman "la temperatura en el
Universo" en 5 K. Aunque no mencionan específicamente el fondo de
radiación de microondas, se puede inferir.
1950. Ralph Alpher y Robert Herman re-estiman la temperatura a 2 K.
1953. George Gamow estima 7 K.
1956. George Gamow estima 6 K.
Años 1960. Robert Dicke reestima una temperatura de la radiación de
fondo de microondas de 40 K
1964. A. G. Doroshkevich y Igor Novikov publican un breve artículo,
donde dicen que el fenómeno de la radiación de fondo de microondas es
detectable.
1964-65. Arno Penzias y Robert Woodrow Wilson miden la temperatura
como aproximadamente 3 K. Robert Dicke, P. J. E. Peebles, P. G. Roll y
D. T. Wilkinson interpretan radiación como una firma del Big Bang.
1983. Empieza el experimento soviético RELIKT-1 sobre la anisotropía del CMB.
1990. Se obtienen medidas del FIRAS de la forma de cuerpo negro del
espectro del CMB con exquisita precisión.
1992. El descubrimiento de la anisotropía por la nave espacial
RELIKT-1 fue reportado oficialmente en enero de 1992 en el seminario
de Astrofísica de Moscú.
1992. El COBE DMR revela la temperatura de anisotropía primaria por
primera vez.
2002. El DASI descubre la polarización del CMB.
2004. El CBI obtiene el espectro de polarización del CMB.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
domingo, 25 de julio de 2010
Parámetros de dispersión
Parámetros de dispersión o parámetros-S son propiedades usadas en
ingeniería eléctrica, ingeniería electrónica, e ingeniería de sistemas
de comunicación y se utilizan para describir el comportamiento
eléctrico de redes eléctricas lineales cuando se someten a varios
estímulos de régimen permanente por pequeñas señales. Son miembros de
una familia de parámetros similares usados en ingeniería electrónica,
siendo otros ejemplos: Parámetros-Y,[1] Parámetros-Z,[2] Parámetros-H,
Parámetros-T[3] (también llamados Parámetros-ABCD[4] ). A pesar de ser
aplicables a cualquier frecuencia, los parámetros-S son usados
principalmente para redes que operan en radiofrecuencia (RF) y
frecuencias de microondas, ya que representan parámetros que son de
utilidad particular en RF. En general, para redes prácticas, los
parámetros-S cambian con la frecuencia a la que se miden, razón por la
cual ésta debe especificarse para cualquier medición de parámetros-S,
junto con la impedancia característica o la impedancia del sistema.
Los parámetros-S se representan en una matriz y por lo tanto obedecen
las reglas del álgebra de matrices. Muchas propiedades eléctricas
útiles de las redes o de componentes pueden expresarse por medio de
los parámetros-S, como por ejemplo la ganancia, pérdida por retorno,
relación de onda estacionaria de tensión (ROEV), coeficiente de
reflexión y estabilidad de amplificación. El término 'dispersión' (del
inglés, scattering) es probablemente más común en ingeniería óptica
que en ingeniería de RF, pues se refiere al efecto que se observa
cuando una onda electromagnética plana incide sobre una obstrucción o
atraviesa medios dieléctricos distintos. En el contexto de los
parámetros-S, dipersión se refiere a la forma en que las corrientes y
tensiones que se desplazan en una línea de transmisión son afectadas
cuando se encuentran con una discontinuidad debida por la introducción
de una red en una línea de transmisión. Esto equivale a la onda
encontrándose con una impedancia diferente de la impedancia
característica de la línea.
Es interesante descubrir de donde salen los parámetros S y por qué se utilizan.
Para frecuencias muy bajas, la longitud de onda de la señal es mucho
mayor que la de los elementos del circuito, pero según vamos
aumentando la frecuencia, dicha longitud de onda se va haciendo cada
vez mas pequeña, por lo que las leyes de Kirchhoff dejan de tener
validez. Además, trabajar con tensiones y corrientes se hace más
dificil cada vez, ya que dependiendo de la frecuencia en la que
estemos, se hace imposible hacer cortocircuitos y circuitos abiertos
estables, así que aunque el concepto de tensión y corriente persiste
en líneas de transmisión, son reemplazados por otros parámetros como
elementos vitales para el tratamiento teórico y práctico de los
circuitos de alta frecuencia.
Por supuesto, voltaje y corriente siguen siendo importantes en el
estudio de estos circuitos, pero a ellos se suman situaciones nuevas,
como la reflexión y la onda estacionaria, y nuevas magnitudes como el
coeficiente de reflexión. Además, se le da más importancia a otras
magnitudes como puede ser la Potencia. Entre las herramientas
imprescindibles que surgen para el análisis, el diseño y la
interpretación de este nuevo modelo hay dos de especial importancia:
los Parámetros S y la Carta de Smith.
La matriz de parámetros-S genérica
Para la definición de una red multi-puerto genérica, se asume que
todos los puertos salvo el que se encuentra bajo consideración o el
par de puertos bajo consideración tienen una carga conectada a ellos
idéntica a la impedancia del sistema y que cada puerto tiene asignado
un entero 'n' que varía de 1 a N, donde N es el número total de
puertos. Para un puerto n, la definición de parámetros-S asociados se
realiza en función de 'ondas de potencia' incidente y reflejada, an y
bn respectivamente. Ondas de potencia son versiones normalizadas de
las ondas viajeras de tensión incidente y reflejada correspondientes,
y respectivamente, de acuerdo a la teoría de lineas de transmisión.
Los elementos de los parámetros-S se representan individualmente con
la letra mayúscula 'S' seguida de dos subíndices enteros que indican
la fila y la columna en ese orden de la posición del parámetro-S en la
matriz de parámetros-S.
La fase de un parámetro-S es la fase espacial a la frecuencia de
prueba, y no la fase temporal (relacionada con el tiempo).
Redes de dos puertos
La matriz de parámetros-S para una red de dos puertos es probablemente
la más común y sirve como base para armar matrices de órdenes
superiores correspondientes a redes más grandes.
Expandiendo las matrices en ecuaciones, tenemos:
b1 = S11a1 + S12a2
y
b2 = S21a1 + S22a2
Cada ecuación da la relación entre las ondas de potencia reflejada e
incidente en cada uno de los puertos de la red, 1 y 2, en función de
los parámetros-S individuales de la red, S11, S12, S21 y S22. Si
consideramos una onda de potencia incidente en el puerto 1 (a1) pueden
resultar ondas existentes tanto del puerto 1 mismo (b1) o del puerto 2
(b2). Sin embargo, si, de acuerdo a la definición de parámetros-S, el
puerto 2 está terminado en una carga idéntica a la impedancia del
sistema (Z0), entonces, debido al teorema de transferencia de potencia
máxima, b2 será absorbida totalmente haciendo a2 igual a cero.Cada
parámetro-S de una red de dos puertos tiene las siguientes
descripciones genéricas:
S11 es el coeficiente de reflexión de la tensión del puerto de entrada
S12 es la ganancia de la tensión en reversa
S21 es la ganancia de la tensión en directa
S22 es el coeficiente de reflexión de la tensión del puerto de salida
Reciprocidad
Una red será recíproca si es pasiva y contiene solo materiales
isótropos que influyan la señal transmitida. Por ejemplo, atenuadores,
cables, divisores y combinadores son todas redes recíprocas y Smn =
Snm en cada caso, es decir, la matriz de parámetros-S es igual a su
traspuesta. Todas las redes que incluyen materiales antisótropos como
medio de transmisión, como los que contienen componentes de ferrito
serán no recíprocos. A pesar de que no necesariamente contiene
ferritos, un amplificador es otro ejemplo de una red no recíproca.
Una propiedad interesante de redes de tres puertos es que no pueden
ser simultáneamente recíprocas, libre de pérdidas y perfectamente
adaptadas.
Red libre de pérdidas
Una red libre de pérdidas es una en la cual no se disipa potencia, o:.
Las suma de las potencias incidentes en todos los puertos es igual a
la suma de las potencias reflejadas en todos los puertos. Esto implica
que la matriz de parámetros-S es unitaria, o (S)(S) * - (I) = 0, donde
(S) * es el complejo conjugado de la traspuesta de (S) e (I) es la
matriz identidad.
Red con pérdidas
Una red con pérdidas es una en la cual la suma de las potencias
incidentes en todos los puertos es mayor que la suma de las potencias
reflejadas en todos los puertos. Por lo tanto disipa potencia, o:. En
este caso , y (I) - (S)(S) * > 0.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
ingeniería eléctrica, ingeniería electrónica, e ingeniería de sistemas
de comunicación y se utilizan para describir el comportamiento
eléctrico de redes eléctricas lineales cuando se someten a varios
estímulos de régimen permanente por pequeñas señales. Son miembros de
una familia de parámetros similares usados en ingeniería electrónica,
siendo otros ejemplos: Parámetros-Y,[1] Parámetros-Z,[2] Parámetros-H,
Parámetros-T[3] (también llamados Parámetros-ABCD[4] ). A pesar de ser
aplicables a cualquier frecuencia, los parámetros-S son usados
principalmente para redes que operan en radiofrecuencia (RF) y
frecuencias de microondas, ya que representan parámetros que son de
utilidad particular en RF. En general, para redes prácticas, los
parámetros-S cambian con la frecuencia a la que se miden, razón por la
cual ésta debe especificarse para cualquier medición de parámetros-S,
junto con la impedancia característica o la impedancia del sistema.
Los parámetros-S se representan en una matriz y por lo tanto obedecen
las reglas del álgebra de matrices. Muchas propiedades eléctricas
útiles de las redes o de componentes pueden expresarse por medio de
los parámetros-S, como por ejemplo la ganancia, pérdida por retorno,
relación de onda estacionaria de tensión (ROEV), coeficiente de
reflexión y estabilidad de amplificación. El término 'dispersión' (del
inglés, scattering) es probablemente más común en ingeniería óptica
que en ingeniería de RF, pues se refiere al efecto que se observa
cuando una onda electromagnética plana incide sobre una obstrucción o
atraviesa medios dieléctricos distintos. En el contexto de los
parámetros-S, dipersión se refiere a la forma en que las corrientes y
tensiones que se desplazan en una línea de transmisión son afectadas
cuando se encuentran con una discontinuidad debida por la introducción
de una red en una línea de transmisión. Esto equivale a la onda
encontrándose con una impedancia diferente de la impedancia
característica de la línea.
Es interesante descubrir de donde salen los parámetros S y por qué se utilizan.
Para frecuencias muy bajas, la longitud de onda de la señal es mucho
mayor que la de los elementos del circuito, pero según vamos
aumentando la frecuencia, dicha longitud de onda se va haciendo cada
vez mas pequeña, por lo que las leyes de Kirchhoff dejan de tener
validez. Además, trabajar con tensiones y corrientes se hace más
dificil cada vez, ya que dependiendo de la frecuencia en la que
estemos, se hace imposible hacer cortocircuitos y circuitos abiertos
estables, así que aunque el concepto de tensión y corriente persiste
en líneas de transmisión, son reemplazados por otros parámetros como
elementos vitales para el tratamiento teórico y práctico de los
circuitos de alta frecuencia.
Por supuesto, voltaje y corriente siguen siendo importantes en el
estudio de estos circuitos, pero a ellos se suman situaciones nuevas,
como la reflexión y la onda estacionaria, y nuevas magnitudes como el
coeficiente de reflexión. Además, se le da más importancia a otras
magnitudes como puede ser la Potencia. Entre las herramientas
imprescindibles que surgen para el análisis, el diseño y la
interpretación de este nuevo modelo hay dos de especial importancia:
los Parámetros S y la Carta de Smith.
La matriz de parámetros-S genérica
Para la definición de una red multi-puerto genérica, se asume que
todos los puertos salvo el que se encuentra bajo consideración o el
par de puertos bajo consideración tienen una carga conectada a ellos
idéntica a la impedancia del sistema y que cada puerto tiene asignado
un entero 'n' que varía de 1 a N, donde N es el número total de
puertos. Para un puerto n, la definición de parámetros-S asociados se
realiza en función de 'ondas de potencia' incidente y reflejada, an y
bn respectivamente. Ondas de potencia son versiones normalizadas de
las ondas viajeras de tensión incidente y reflejada correspondientes,
y respectivamente, de acuerdo a la teoría de lineas de transmisión.
Los elementos de los parámetros-S se representan individualmente con
la letra mayúscula 'S' seguida de dos subíndices enteros que indican
la fila y la columna en ese orden de la posición del parámetro-S en la
matriz de parámetros-S.
La fase de un parámetro-S es la fase espacial a la frecuencia de
prueba, y no la fase temporal (relacionada con el tiempo).
Redes de dos puertos
La matriz de parámetros-S para una red de dos puertos es probablemente
la más común y sirve como base para armar matrices de órdenes
superiores correspondientes a redes más grandes.
Expandiendo las matrices en ecuaciones, tenemos:
b1 = S11a1 + S12a2
y
b2 = S21a1 + S22a2
Cada ecuación da la relación entre las ondas de potencia reflejada e
incidente en cada uno de los puertos de la red, 1 y 2, en función de
los parámetros-S individuales de la red, S11, S12, S21 y S22. Si
consideramos una onda de potencia incidente en el puerto 1 (a1) pueden
resultar ondas existentes tanto del puerto 1 mismo (b1) o del puerto 2
(b2). Sin embargo, si, de acuerdo a la definición de parámetros-S, el
puerto 2 está terminado en una carga idéntica a la impedancia del
sistema (Z0), entonces, debido al teorema de transferencia de potencia
máxima, b2 será absorbida totalmente haciendo a2 igual a cero.Cada
parámetro-S de una red de dos puertos tiene las siguientes
descripciones genéricas:
S11 es el coeficiente de reflexión de la tensión del puerto de entrada
S12 es la ganancia de la tensión en reversa
S21 es la ganancia de la tensión en directa
S22 es el coeficiente de reflexión de la tensión del puerto de salida
Reciprocidad
Una red será recíproca si es pasiva y contiene solo materiales
isótropos que influyan la señal transmitida. Por ejemplo, atenuadores,
cables, divisores y combinadores son todas redes recíprocas y Smn =
Snm en cada caso, es decir, la matriz de parámetros-S es igual a su
traspuesta. Todas las redes que incluyen materiales antisótropos como
medio de transmisión, como los que contienen componentes de ferrito
serán no recíprocos. A pesar de que no necesariamente contiene
ferritos, un amplificador es otro ejemplo de una red no recíproca.
Una propiedad interesante de redes de tres puertos es que no pueden
ser simultáneamente recíprocas, libre de pérdidas y perfectamente
adaptadas.
Red libre de pérdidas
Una red libre de pérdidas es una en la cual no se disipa potencia, o:.
Las suma de las potencias incidentes en todos los puertos es igual a
la suma de las potencias reflejadas en todos los puertos. Esto implica
que la matriz de parámetros-S es unitaria, o (S)(S) * - (I) = 0, donde
(S) * es el complejo conjugado de la traspuesta de (S) e (I) es la
matriz identidad.
Red con pérdidas
Una red con pérdidas es una en la cual la suma de las potencias
incidentes en todos los puertos es mayor que la suma de las potencias
reflejadas en todos los puertos. Por lo tanto disipa potencia, o:. En
este caso , y (I) - (S)(S) * > 0.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
Trucos
Los Trucos
Andrómeda se encuentra a 2,2 millones de años luz. ¿Cómo cree Ud. que
hicieron para medir esa distancia, mandaron un cohete con un
cuentakilómetros?. Se hizo con mediciones indirectas, obviamente.
La forma de diseñar en RF y microondas en el Primer Mundo es con un
programa CAD (don Smith duerme junto a la regla de cálculo) al que se
ingresan los parámetros S de cada componente. Si éstos no están
disponibles, o se necesitan para otra frecuencia o condición de
funcionamiento, se procede a armar un circuito de prueba y a
relevarlos con un analizador de redes. Todo este despliegue de
tecnología nos puede parecer tan inalcanzable como lo de mandar el
cohete, pero no hay opción cuando se requiere grandes anchos de banda
con máxima planicidad, óptimo aprovechamiento de los dispositivos, y
mínimo tiempo de desarrollo, todo junto. Cuando no es tan así (p. ej.
diseñar para un "nicho" del mercado sin competencia de grandes), y la
falta de know-how o moneyware es factor determinante, no se dé por
vencido sin considerar el tradicional cut-and-try. Eso sí: no lo
quiera bueno, rápido y barato. Demasiadas empresas no tenían tiempo o
dinero para hacer las cosas bien de primera intención, pero después
parece que sí los tenían para remendarlas. A continuación veremos
algunos ejemplos de trucos.
* ¿Cómo estimar lo que pierde un circuito sintonizado, p. ej. a la
entrada de un receptor?. Reemplácelo provisoriamente por una red
adaptadora L, que es siempre lo que adapta con mínima pérdida, y
compare cuánto menos nivel hay que aplicar a la entrada.
* ¿Cómo saber qué topología usar para una red L?. Ésta posee una
reactancia en serie y una en paralelo. Teniendo en cuenta que c/u de
ellas puede ser inductiva o capacitiva, y que la paralelo puede estar
del lado generador o carga, tenemos un total de ocho variantes
posibles. Obviamente, si supiésemos las impedancias de generador y
carga ya mismo estaríamos echando mano al ábaco de Smith, pero
supongamos que no es el caso.
Comencemos por lo más sencillo: agregar una pequeña capacitancia en
paralelo, p. ej. con el escarbadientes capacitivo más chico. Si mejora
la ganancia, sígala aumentando hasta encontrar el máximo. Si empeora,
coloque un inductor bien grande en paralelo y vaya desbobinándolo o
sacándole núcleo hasta lo óptimo.
Luego tantee con colocar una reactancia en serie de uno u otro lado.
Si se tiene alguna idea de por lo menos de qué lado (generador o
carga) está la impedancia más baja, ahí es donde se colocará la
reactancia serie, para disminuir los tanteos.
Estos pasos se repetirán iterativamente.
Si ello resultase más cómodo, puede empezarse el tanteo introduciendo
una reactancia en serie en vez de la paralelo.
* ¿Cómo medir la frecuencia de resonancia de un LC sin sacarlo del circuito?.
- Acérquele a un costado un lazo (eslabón) conectado al barredor u
oscilador variable.
- Del otro, un lazo para el analizador o punta detectora amplificada,
y si fuera posible, alejado del primero.
- Si el circuito tiene aplicada la alimentación, conviene que los
lazos estén hechos de alambre aislado, máxime si los instrumentos
tienen puesta a tierra.
- Se producirá una respuesta con un pico y un pozo, ambos más arriba
de la frecuencia real de resonancia, pero lo más cercano a la real es
el pico.
Los lazos deben estar lo más alejados posible de la bobina para
minimizar error en la sintonía. Es la misma precaución que al usar un
dip-meter.
El pozo es por culpa de que algo del campo generado pasa directamente
al analizador sin pasar por la bobina, y debería irse más arriba si
físicamente se pudiera colocar los lazos en los extremos opuestos.
En la figura QMETRO se ilustra una versión que usa el acoplamiento
capacitivo de conductores cercanos (o capacitores físicos si la
frecuencia es baja):
Se elegirá una u otra versión según la disponibilidad de masas para
los coaxiles.
Si el LC está solo, sin conexión a un circuito, se puede medir una
inductancia utilizando un capacitor conocido:
L = 25330 / ( C * f^2 ) donde L es en uH; C es en pF; f (del pico) es en MHz
Elegir un capacitor de valor cercano al que va a tener en el circuito,
ya que se estará midiendo el valor de inductancia afectado por la
capacitancia parásita lo cual hace que el valor de L medido dependa de
la frecuencia.
Y conociendo el ancho de banda a -3dB se puede calcular el Q. Éste es
el Q del circuito LC total, no de la bobina, pero en la práctica esto
es lo que importa ya que considera la presencia de un capacitor no
ideal.
Por último, para evitar la producción del pozo arriba de la resonancia
deseada, puede usarse un acoplamiento mixto: capacitivo en uno de los
cables, lazo en el otro.
* El truco de determinar la frecuencia de un oscilador batiéndolo
contra una emisora, no camina bien si es una emisora de FM: deberá
esperar a que no haya casi nada de modulación. Si en su pueblo hay
algunos huecos sin emisoras en el dial, es mejor batir contra las
armónicas de un oscilador a cristal.
* Si se tiene la suerte de poseer un analizador de espectro, lo que
falta para la felicidad completa es un generador con seguimiento
(tracking generator).
Mediante conexiones traseras a los osciladores locales del analizador,
el tracking crea una frecuencia que coincide con aquella a la que está
sintonizado el analizador, en cada momento del barrido. En conjunto
ambos instrumentos se comportan como un analizador de redes escalar
(no vectorial), utilísimo para levantar la transferencia de
dispositivos. Esto normalmente se hace con generador de barrido más
punta detectora, pero con el tracking se tiene la demoledora
conveniencia de disponer del mayor rango dinámico y la escala
logarítmica del analizador.
La mala noticia es que si la adquisición del analizador dejó los
bolsillos vacíos, muy probablemente el tracking siga del otro lado del
mostrador.
Pero hay una forma de simularlo si el analizador tiene persistencia
digital (que lo trazado no se borra hasta el barrido siguiente).
Simplemente se lo pone en un barrido relativamente lento, p. ej. 100 ó
200ms/div, y se reemplaza el tracking por un barredor común con la
máxima velocidad de repetición posible. De este modo, mientras la
ventana del analizador se va desplazando lentamente, en cada punto
será alta la probabilidad de que en algún momento la frecuencia
instantánea del barredor haya coincidido. Es como el perro que da
vueltas continuamente alrededor del dueño mientras éste camina
lentamente.
Esta idea se probó con un veterano Wavetek 1801B modificado para 500
barridos/s, y un analizador Advantest R4131DN. Las designaciones de
controles que se mencionan más adelante se refieren a esta pareja.
Se pone el analizador en el modo POSITIVE PEAK DET para que la imagen
salga más o menos continua, en vez de tener el aspecto de un bosque de
rayas verticales adyacentes.
El precio a pagar es una mayor lentitud para completar cada barrido.
Además hay que asegurarse de la exactitud de lo que se está viendo,
probando alguna vez con aumentar el BW del analizador o reduciendo su
velocidad de barrido a ver si se modifica la curva obtenida, o
poniendo el analizador en MAX (memorizar los máximos) y haciendo el
barrido del generador manualmente. Por último, las armónicas y
espúreas del barredor pueden llegar a molestar bastante más que si
fuese un tracking, justamente por carecer del sincronizado de
frecuencia.
Si el barredor sólo tiene barrido disparado por los 50Hz de línea, la
espera para obtener una imagen completa se hace desesperante.
Experimente con agregarle un oscilador diente de sierra externo más
rápido. Pero sin abusar: más allá de una cierta velocidad de
repetición comenzará a haber problemas porque el circuito del barredor
no está preparado para ello. El modelo mencionado comienza a achicar
el ancho de barrido al superar los 500 barridos/segundo. También puede
resultar lenta la acción del nivelador (ALC), particularmente cuando
recomienza el barrido tras estar cortada la RF en el retrazado.
* El barredor citado posee dos bandas: 0 a 500MHz, y 450 a 950MHz. En
una oportunidad se tuvo la necesidad de ver una respuesta desde 50 a
900MHz, para lo cual se procedió así: se puso el analizador en un
barrido bien lento, como para seguirlo con la mirada, desde 0 a
1000MHz, y el barredor inicialmente en el rango 0...500. Cuando el
barrido llegó justo antes de 500 se cambió la posición de la llave de
banda y se continuó memorizando en la otra mitad de la pantalla.
* Se necesitaba la máxima ampliación de escala posible en el
analizador. Las escalas disponibles son 10dB/div, 2dB/div, y lineal
(100% a 0%, o sea desde 0dB hasta infinitos dB negativos). En esta
última, entre las divisiones de 100% y 90%, se tiene una relación de
0,92dB. O sea que si se ajusta el atenuador del instrumento para
visualizar las partes importantes en las divisiones superiores,
logramos una escala de aproximadamente 1dB/div. * Al usar el conjunto
barredor - analizador mencionado, poniendo éste en la escala de
2dB/div se apreciaba claramente la aplanicidad combinada de ambos.
Para simular un sistema perfecto se normalizaba conectándolos sin el
circuito bajo prueba, pero incluyendo los cables, conectores,
adaptadores, etc. que se fuesen a usar, y se utilizaba la función
NORM.
* Hablando de planicidad, en un momento se creyó que, tratándose de un
instrumento de 3,4GHz, la planicidad de 0 a 500MHz sería perfecta. No
fue así: de 0 a 300MHz ya tenía un bajón, para después recuperar un
poco. Muy probablemente este comportamiento se repitiese más adelante.
Como estos instrumentos tienen una primera conversión a una FI muy
alta, las reflexiones internas del conversor a las armónicas del
oscilador barrido, y cada producto resultante, modifican en forma
impredecible la ganancia de conversión. En general, un analizador de
espectro no es lo mejor para medir niveles absolutos, hay que recurrir
al bolómetro.
¿Y cómo podíamos saber si la aplanicidad era del analizador o del
barredor?. El detector interno del barredor, conectado a salida del
propio instrumento, decía que era más plana de lo que hacía creer el
analizador. ¿Quién decía la verdad?. El desempate lo dio un detector
casero que coincidía bastante bien con el interno.
* ¿Los instrumentos que Ud. usa ya pasaron por otras manos?. Comience
por verificar que no haya terminaciones de 50 ó 75 ohm dañadas por
aplicación de CC o alta potencia. Si el circuito del instrumento
indica que no hay capacitor de bloqueo de CC a la entrada, y que la
impedancia de entrada está proporcionada por un resistor físico, éste
se puede inspeccionar desde afuera con un óhmetro.
Un buen consejo: deje conectado siempre un atenuador lo más alto
posible a la entrada de un instrumento por si le llega mucho nivel.
También es buena idea dejar puesto siempre un conjunto macho - hembra
en los conectores de los instrumentos para evitar que se venza o
tuerza el pin o receptáculo después de muchas inserciones. Esto es muy
recomendable si se está mezclando versiones de 50 y 75ohm en
conectores BNC ó N porque los machos de 50 tienen el pin más grueso
que los de 75 y tienden a arruinar las hembras de 75.
* Para hacer mediciones de espectro sobre la salida de un transmisor
es necesario empezar por atenuar esa señal. Los dos métodos de
laboratorio tradicionales son: el atenuador de potencia; y el
acoplador direccional, que está restringido en ancho de banda pero
además permite medir ROE.
¿Y si no tenemos ni uno ni otro?. Para mediciones poco exigentes tales
como frecuencia o monitorear la modulación, se puede acercar el cable
del instrumento al compartimiento de la etapa final de modo de captar
por capacitancia, o agregarle una espira para acoplar inductivamente.
Si el ambiente está bastante cargado de RF, bastará con un chicote que
haga de antena.
Pero olvídese de usar el aire como atenuador cuando va a verificar
cosas de banda ancha, tales como transmisores de televisión: la
multitud de reflexiones en la planta transmisora y adyacencias se
manifiesta como una grosera deformación de la respuesta de esa
atenuación. Cuesta convencer al cliente que no se puede monitorear una
transmisión de TV al pie de la torre, y no porque llegue demasiada
señal al televisor.
Como ejemplo de la gravedad, mencionemos que al intentar medir así el
espectro de un transmisor de TV en UHF, si bien la portadora aural
estaba realmente a -10dB de la de imagen, ¡en el analizador aparecía
como más fuerte!. Y eso que está a sólo 4,5MHz, una distancia
porcentualmente pequeña. Se decidió desconectar el cable a la torre, y
en esa salida poner el analizador a través de algún atenuador más
adecuado que el aire. No había una casa de instrumental en cientos de
km a la redonda, así que se decidió explotar la pérdida de un cable
(los números son ficticios pero el caso fue real):
- Se tenía un rollo de RG58 con espuma, que según un viejo Radio
Amateur's Handbook pierde 7,1dB por cada 100 pies en 420MHz. O sea
0,233dB/m.
- En 600MHz debe aumentar en [raíz cuadrada de (600/420) ] = 1,43, o
sea se va a 0,278dB/m
- El rollo tenía 51 vueltas de unos 50cm de diámetro,. o sea PI*51*0,5 = 80,1m.
- O sea 22,4dB, unas 174 veces en potencia.
- Como la potencia de salida es 10W, llegarán 57mW al par de
atenuadores colocados a la entrada del analizador (eso sí, son de
CATV, 75ohm en vez de 50 ohm, pero en medio del campo era imposible
ponerse en exigente...), potencia que deben tolerar perfectamente.
La atenuación conseguida no es nada plana, pero alcanza dentro de la
banda del canal.
Como anécdota, causó extrañeza en principio el elevado nivel de basura
observado en frecuencias de algunos MHz. Es que el coaxil
prácticamente no atenúa en esa zona, y deja pasar tal cual residuos
tales como componentes de 4,5MHz generados por batido entre las
portadoras mediante las alinealidades de la etapa final. En otra
oportunidad en que el resistor de carga estaba accesible, se atenuaron
bastante los residuos conectándole una bobina de pocas vueltas en
paralelo, que se comporta como un cortocircuito para las bajas
frecuencias.
En otra oportunidad se quiso medir la potencia rectificando la tensión
en el conector de salida con un 1N60. Al superar unos 35V rectificados
se pinchó. Se reemplazó por un 1N4148 que anduvo Ok. Para determinar
si la inclusión de este diodo molestaba, se miró con el analizador
(tras el consabido atenuador) si el nivel de salida era afectado.
Atenúe la entrada del instrumento: si lo que ve en pantalla baja menos
que la atenuación introducida, el problema existe. Un ejemplo puede
darse al medir la salida de un conversor de banda ancha: el residuo
del oscilador local es mucho más fuerte que la FI, y probablemente no
se advierta porque cae fuera de la pantalla.
* Al usar un cierto analizador, se notó que cuando la frecuencia
aplicada a su entrada era de 70MHz, el pastito (línea base) se
levantaba a todo lo ancho de la pantalla, sin importar en qué rango
estuviese barriendo. Ello se debía a que la 2a FI del analizador era
de 70MHz: una cierta porción de energía de la entrada llega hasta la
2a FI sin depender de las conversiones de frecuencia. Si esta señal
está barrida en frecuencia, se visualizarán momentáneos levantamientos
del pastito en lugares inesperados.
* Para averiguar qué frecuencia es la que estaba interfiriendo en una
recepción de TV, se puso una trampa variable en antena (una bobina al
aire en paralelo con un trimmer, y en serie con la línea), se varió
buscando mínima interferencia (tramado) en la pantalla, se sacó, y se
midió en qué frecuencia quedó, con el método descripto en esta nota.
Desde luego que el método es difícil de aplicar si hay más de una
frecuencia interferente con amplitudes similares.
* ¿Cómo se hace para hacer mediciones de RF en un punto intermedio de
un circuito, sin interrumpirlo o si no es de 50 ó 75 ohm?. En CC y
audio estamos acostumbrados a evitar molestar un circuito usando un
téster u osciloscopio con muy alta resistencia para no cargarlo. En RF
lamentablemente no abundan las puntas de medición de alta impedancia;
ni sueñe con que mantengan 1Mohm en 100MHz.
Sabiendo que la corriente media de un transistor bipolar varía algo
con el nivel de la señal aplicada, basta con mirar con el osciloscopio
las variaciones de tensión de CC en su resistor de emisor (A), y hacer
de cuenta que está conectado a una punta detectora de impedancia
infinita con respuesta cuadrática. Se sobreentiende que el capacitor
de emisor no debe ser de tan alto valor como para molestar a la
frecuencia de barrido. Como la variación de tensión es pequeña frente
al valor medio, se debe acoplar en CA, y usar la máxima sensibilidad
posible, agregando si es necesario un preamplificador de CA. Aumentar
o disminuir 3dB el nivel de la RF a la entrada para saber si no se
está produciendo deformación de la curva por excesivo nivel. Si el
emisor está a masa para la CC (B), puede observarse el valor medio de
la tensión en base intercalando un choke o resistor, o bien usando la
tensión de colector si no está unido directamente a la fuente para la
CC, y si ésta está libre de zumbido.
* En el puesto de calibración de sintonizadores de TV, se quería medir
la respuesta de RF por el método de la variación en la tensión de
emisor del transistor conversor. Para poder ver algo hacía falta meter
mucha RF por antena, y el transistor saturaba por la alta excursión de
FI en su colector. La solución ideal era cortocircuitar el colector
para la señal. Como la impedancia que ve el colector es la de carga,
multiplicada por la relación de transformación del tanque de salida,
se creyó que bastaría con cortocircuitar la salida de FI. Error. Esto
AUMENTÓ la excursión en colector del conversor, si bien en una f
corrida. La red de salida era tipo PI, para la cual la fórmula
tradicional para la relación de transformación deja de ser válida
fuera de un cierto rango de impedancias de carga. Lo correcto fue
buscar una R que produzca el mayor amortiguamiento posible.
* Si se necesita saber con exactitud la tensión de RF en un lugar,
emplee el método de sustitución. Supongamos tener una serie de etapas
terminada en un detector, y se quiere saber qué tensión de RF hay en
un punto intermedio cuando tenemos una tensión detectada x. Entonces
se apaga la excitación normal del circuito, y se aplica en el punto en
cuestión una tensión de RF conocida con la menor impedancia posible
(p. ej. un generador de 50 ohm cargado con 50 ohm), y se la varía
hasta lograr la misma salida x. La condición para que este método sea
válido es que la impedancia del punto excitado sea suficientemente
alta, p. ej. un colector, paradójicamente lo que resultaría más
inconveniente si se hiciese una medición convencional, con punta.
* Combinando el método de forzar tensión en un punto con el de medir
variaciones de polarización, puede conocerse los mV de inyección del
oscilador local en un conversor: reemplazar momentáneamente dicho
oscilador con el generador conocido, y variar su nivel hasta tener la
misma tensión de emisor, leyéndola en un voltímetro de continua con
suficiente resolución.
* No existen detectores con respuesta que siga una ley matemáticamente simple.
La ley lineal (doble CC para doble RF) es sólo una aproximación para
niveles detectados bien altos, digamos más de 0,5V CC; y la cuadrática
(cuádruple CC para doble RF) vale sólo hasta unos 50mV CC. Si la
frecuencia es lo suficientemente baja como para permitir el uso de
operacionales de RF (un centenar de MHz para los más rápidos
disponibles actualmente), puede echarse mano del tradicional detector
linealizado por realimentación.
Pero lo más probable es que convenga modificar las cosas como para que
la alinealidad no moleste. Si se quiere hacer, digamos, un medidor de
nivel calibrado en dBm, en vez de escribir los dBm en cada lugar de la
escala del instrumento de aguja, se puede colocar un atenuador por
pasos confiable a la entrada del aparato, y las instrucciones de uso
serán variarlo como para lograr una determinada posición de la aguja.
Es obvio que la linealidad no importará en absoluto, sólo la exactitud
del atenuador.
* Cuando se coloca un filtro entre cierto conjunto de generador y
carga, hay infinitas configuraciones posibles para ese filtro que
producen la curva deseada, pero sólo una que además produce máxima
transferencia. Si no se conocen las impedancias de generador y carga,
y el filtro se fue probando al tanteo, haga esto:
- Intente obtener la curva de respuesta correcta.
- Tome nota del nivel donde están los máximos dentro de la banda
pasante, que es donde se *supone* que la adaptación debería ser
perfecta.
- Ahora defórmela desintonizando un poco alguno de los LC.
- Si la curva sube en alguna frecuencia dentro de la banda pasante, es
porque el filtro no estaba bien adaptado: o sea, se estaba
desperdiciando transferencia para lograr la forma de la curva. En ese
caso deberá reintentarse con otros valores, p. ej. acoplar más del
lado generador y menos del de la carga, o viceversa, y repetir estos
pasos.
* Veamos otro enfoque de lo anterior:
Se necesita poner un pasabanda simple sintonizado entre un generador
de impedancia conocida, y la entrada de un transistor cuya impedancia
no se conoce. Pero las fórmulas exigen conocerla. ¿Qué hacemos
entonces?.
- Comencemos por el caso en que Z1 es conocida, y supongamos que Z2 es
igual, y calcule los componentes (figura {Z1distZ2}). Lógicamente, se
obtendrá valores iguales para C1 y C2.
- Arme el circuito, ajuste inductancia o capacitancia para la
frecuencia deseada, observe la transferencia y ancho de banda.
- Suba o baje un poco C2 (el que va a la impedancia desconocida). Si
en alguna de las direcciones la respuesta aumenta, es porque Z2<>Z1.
- Siga modificándolo en la dirección en que mejora, hasta obtener la
máxima transferencia.
- Lógicamente, cada vez que se modifique C2 será necesario retocar C
(ó L) para mantener la frecuencia del pico.
- Cuando se haya alcanzado la meta, un cambio en C2 en cualquier
sentido hará disminuir la altura del pico.
Nota: aunque estamos hablando de Z2 desconocido, la configuración
utilizada para la ilustración supone que, por lo menos, Z2 sea menor
que la resistencia paralelo que el 2º sintonizado necesita ver.
* Si AMBAS impedancias son desconocidas, habrá que variar también C1.
Pero para cada valor de C1 habrá un valor de C2 que maximice la
ganancia, por lo que habrá infinitas combinaciones aparentemente
correctas de C1 y C2. ¿Recuerda que para resolver un sistema de
ecuaciones con 3 incógnitas hace falta que sean 3 las ecuaciones?.
Bien, si las incógnitas aquí son C1, C2 y C, las 3 ecuaciones son
ganancia, resonancia y ancho de banda. Efectivamente, habrá que
toquetear los 3 capacitores para que también se cumpla el ancho de
banda deseado.
* Para tener iguales Q en ambas ramas de un doble sintonizado
(referirse a la figura {2sint_1Q}):
- "A" es la topología que se desea determinar.
- Adoptar valores convenientes (tema tratado en otro punto) de C y L.
- Comencemos por armar la 1a sección, "B", acoplando el analizador a
través de una capacitancia lo menor posible.
- Tantear C1 hasta lograr el ancho de banda deseado (C se deberá
retocar concordantemente para restablecer la frecuencia central).
- Ahora armamos la 2a, "C", y será el generador lo que se acople muy
ligeramente.
- Tantear C2 para ancho de banda, y retocar C.
- Finalmente, armar la configuración final, y variar Cc para máxima
planicidad, o el ripple deseado.
Nota: cuando se habló de "ancho de banda deseado" en los pasos en que
hay un solo LC, como primera aproximación usar el valor que deberá
tener el circuito al final, fijarse en cuánto quedó al armar el doble
sintonizado, e iterar los pasos para corregirlo. P. ej. si resultó 1,5
veces el deseado, volver a los pasos A) y B) y obtener un ancho 1,5
veces menor.
Otra nota: la topología ilustrada supone que las impedancias de
generador y carga son suficientemente menores que lo que debe ver cada
sintonizado.
* Regla de buen cubero: si un sintonizado simple tiene un capacitor C,
y los capacitores de adaptación son Ca1 y Ca2, a los efectos de
calcular la frecuencia de resonancia es buena aproximación suponer que
la bobina "ve" una capacitancia igual a C + Ca1 + Ca2, si Q>10.
* Y en un sintonizado doble, acoplado con un capacitor Cc, éste afecta
la frecuencia central aproximadamente como si CADA sintonizado tuviese
un Cc agregado en paralelo.
* En un doble sintonizado al que ya se le midió el ancho de banda, si
se lo quiere disminuir 10%, los capacitores de acople se deberán bajar
un 10%, y los de adaptación de impedancia un 5%.
Preste atención a la diferencia : al desintonizar el LC con mayor Q
cargado se corre un pico; pero si el que se desintoniza es el de bajo
Q la curva se deforma sin destacarse demasiado un pico que siga al LC
modificado: sigue predominando el del LC no tocado. Si ambos Q
coincidiesen, se debería obtener dos picos que mantengan
aproximadamente la igualdad de altura al desintonizar.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
Andrómeda se encuentra a 2,2 millones de años luz. ¿Cómo cree Ud. que
hicieron para medir esa distancia, mandaron un cohete con un
cuentakilómetros?. Se hizo con mediciones indirectas, obviamente.
La forma de diseñar en RF y microondas en el Primer Mundo es con un
programa CAD (don Smith duerme junto a la regla de cálculo) al que se
ingresan los parámetros S de cada componente. Si éstos no están
disponibles, o se necesitan para otra frecuencia o condición de
funcionamiento, se procede a armar un circuito de prueba y a
relevarlos con un analizador de redes. Todo este despliegue de
tecnología nos puede parecer tan inalcanzable como lo de mandar el
cohete, pero no hay opción cuando se requiere grandes anchos de banda
con máxima planicidad, óptimo aprovechamiento de los dispositivos, y
mínimo tiempo de desarrollo, todo junto. Cuando no es tan así (p. ej.
diseñar para un "nicho" del mercado sin competencia de grandes), y la
falta de know-how o moneyware es factor determinante, no se dé por
vencido sin considerar el tradicional cut-and-try. Eso sí: no lo
quiera bueno, rápido y barato. Demasiadas empresas no tenían tiempo o
dinero para hacer las cosas bien de primera intención, pero después
parece que sí los tenían para remendarlas. A continuación veremos
algunos ejemplos de trucos.
* ¿Cómo estimar lo que pierde un circuito sintonizado, p. ej. a la
entrada de un receptor?. Reemplácelo provisoriamente por una red
adaptadora L, que es siempre lo que adapta con mínima pérdida, y
compare cuánto menos nivel hay que aplicar a la entrada.
* ¿Cómo saber qué topología usar para una red L?. Ésta posee una
reactancia en serie y una en paralelo. Teniendo en cuenta que c/u de
ellas puede ser inductiva o capacitiva, y que la paralelo puede estar
del lado generador o carga, tenemos un total de ocho variantes
posibles. Obviamente, si supiésemos las impedancias de generador y
carga ya mismo estaríamos echando mano al ábaco de Smith, pero
supongamos que no es el caso.
Comencemos por lo más sencillo: agregar una pequeña capacitancia en
paralelo, p. ej. con el escarbadientes capacitivo más chico. Si mejora
la ganancia, sígala aumentando hasta encontrar el máximo. Si empeora,
coloque un inductor bien grande en paralelo y vaya desbobinándolo o
sacándole núcleo hasta lo óptimo.
Luego tantee con colocar una reactancia en serie de uno u otro lado.
Si se tiene alguna idea de por lo menos de qué lado (generador o
carga) está la impedancia más baja, ahí es donde se colocará la
reactancia serie, para disminuir los tanteos.
Estos pasos se repetirán iterativamente.
Si ello resultase más cómodo, puede empezarse el tanteo introduciendo
una reactancia en serie en vez de la paralelo.
* ¿Cómo medir la frecuencia de resonancia de un LC sin sacarlo del circuito?.
- Acérquele a un costado un lazo (eslabón) conectado al barredor u
oscilador variable.
- Del otro, un lazo para el analizador o punta detectora amplificada,
y si fuera posible, alejado del primero.
- Si el circuito tiene aplicada la alimentación, conviene que los
lazos estén hechos de alambre aislado, máxime si los instrumentos
tienen puesta a tierra.
- Se producirá una respuesta con un pico y un pozo, ambos más arriba
de la frecuencia real de resonancia, pero lo más cercano a la real es
el pico.
Los lazos deben estar lo más alejados posible de la bobina para
minimizar error en la sintonía. Es la misma precaución que al usar un
dip-meter.
El pozo es por culpa de que algo del campo generado pasa directamente
al analizador sin pasar por la bobina, y debería irse más arriba si
físicamente se pudiera colocar los lazos en los extremos opuestos.
En la figura QMETRO se ilustra una versión que usa el acoplamiento
capacitivo de conductores cercanos (o capacitores físicos si la
frecuencia es baja):
Se elegirá una u otra versión según la disponibilidad de masas para
los coaxiles.
Si el LC está solo, sin conexión a un circuito, se puede medir una
inductancia utilizando un capacitor conocido:
L = 25330 / ( C * f^2 ) donde L es en uH; C es en pF; f (del pico) es en MHz
Elegir un capacitor de valor cercano al que va a tener en el circuito,
ya que se estará midiendo el valor de inductancia afectado por la
capacitancia parásita lo cual hace que el valor de L medido dependa de
la frecuencia.
Y conociendo el ancho de banda a -3dB se puede calcular el Q. Éste es
el Q del circuito LC total, no de la bobina, pero en la práctica esto
es lo que importa ya que considera la presencia de un capacitor no
ideal.
Por último, para evitar la producción del pozo arriba de la resonancia
deseada, puede usarse un acoplamiento mixto: capacitivo en uno de los
cables, lazo en el otro.
* El truco de determinar la frecuencia de un oscilador batiéndolo
contra una emisora, no camina bien si es una emisora de FM: deberá
esperar a que no haya casi nada de modulación. Si en su pueblo hay
algunos huecos sin emisoras en el dial, es mejor batir contra las
armónicas de un oscilador a cristal.
* Si se tiene la suerte de poseer un analizador de espectro, lo que
falta para la felicidad completa es un generador con seguimiento
(tracking generator).
Mediante conexiones traseras a los osciladores locales del analizador,
el tracking crea una frecuencia que coincide con aquella a la que está
sintonizado el analizador, en cada momento del barrido. En conjunto
ambos instrumentos se comportan como un analizador de redes escalar
(no vectorial), utilísimo para levantar la transferencia de
dispositivos. Esto normalmente se hace con generador de barrido más
punta detectora, pero con el tracking se tiene la demoledora
conveniencia de disponer del mayor rango dinámico y la escala
logarítmica del analizador.
La mala noticia es que si la adquisición del analizador dejó los
bolsillos vacíos, muy probablemente el tracking siga del otro lado del
mostrador.
Pero hay una forma de simularlo si el analizador tiene persistencia
digital (que lo trazado no se borra hasta el barrido siguiente).
Simplemente se lo pone en un barrido relativamente lento, p. ej. 100 ó
200ms/div, y se reemplaza el tracking por un barredor común con la
máxima velocidad de repetición posible. De este modo, mientras la
ventana del analizador se va desplazando lentamente, en cada punto
será alta la probabilidad de que en algún momento la frecuencia
instantánea del barredor haya coincidido. Es como el perro que da
vueltas continuamente alrededor del dueño mientras éste camina
lentamente.
Esta idea se probó con un veterano Wavetek 1801B modificado para 500
barridos/s, y un analizador Advantest R4131DN. Las designaciones de
controles que se mencionan más adelante se refieren a esta pareja.
Se pone el analizador en el modo POSITIVE PEAK DET para que la imagen
salga más o menos continua, en vez de tener el aspecto de un bosque de
rayas verticales adyacentes.
El precio a pagar es una mayor lentitud para completar cada barrido.
Además hay que asegurarse de la exactitud de lo que se está viendo,
probando alguna vez con aumentar el BW del analizador o reduciendo su
velocidad de barrido a ver si se modifica la curva obtenida, o
poniendo el analizador en MAX (memorizar los máximos) y haciendo el
barrido del generador manualmente. Por último, las armónicas y
espúreas del barredor pueden llegar a molestar bastante más que si
fuese un tracking, justamente por carecer del sincronizado de
frecuencia.
Si el barredor sólo tiene barrido disparado por los 50Hz de línea, la
espera para obtener una imagen completa se hace desesperante.
Experimente con agregarle un oscilador diente de sierra externo más
rápido. Pero sin abusar: más allá de una cierta velocidad de
repetición comenzará a haber problemas porque el circuito del barredor
no está preparado para ello. El modelo mencionado comienza a achicar
el ancho de barrido al superar los 500 barridos/segundo. También puede
resultar lenta la acción del nivelador (ALC), particularmente cuando
recomienza el barrido tras estar cortada la RF en el retrazado.
* El barredor citado posee dos bandas: 0 a 500MHz, y 450 a 950MHz. En
una oportunidad se tuvo la necesidad de ver una respuesta desde 50 a
900MHz, para lo cual se procedió así: se puso el analizador en un
barrido bien lento, como para seguirlo con la mirada, desde 0 a
1000MHz, y el barredor inicialmente en el rango 0...500. Cuando el
barrido llegó justo antes de 500 se cambió la posición de la llave de
banda y se continuó memorizando en la otra mitad de la pantalla.
* Se necesitaba la máxima ampliación de escala posible en el
analizador. Las escalas disponibles son 10dB/div, 2dB/div, y lineal
(100% a 0%, o sea desde 0dB hasta infinitos dB negativos). En esta
última, entre las divisiones de 100% y 90%, se tiene una relación de
0,92dB. O sea que si se ajusta el atenuador del instrumento para
visualizar las partes importantes en las divisiones superiores,
logramos una escala de aproximadamente 1dB/div. * Al usar el conjunto
barredor - analizador mencionado, poniendo éste en la escala de
2dB/div se apreciaba claramente la aplanicidad combinada de ambos.
Para simular un sistema perfecto se normalizaba conectándolos sin el
circuito bajo prueba, pero incluyendo los cables, conectores,
adaptadores, etc. que se fuesen a usar, y se utilizaba la función
NORM.
* Hablando de planicidad, en un momento se creyó que, tratándose de un
instrumento de 3,4GHz, la planicidad de 0 a 500MHz sería perfecta. No
fue así: de 0 a 300MHz ya tenía un bajón, para después recuperar un
poco. Muy probablemente este comportamiento se repitiese más adelante.
Como estos instrumentos tienen una primera conversión a una FI muy
alta, las reflexiones internas del conversor a las armónicas del
oscilador barrido, y cada producto resultante, modifican en forma
impredecible la ganancia de conversión. En general, un analizador de
espectro no es lo mejor para medir niveles absolutos, hay que recurrir
al bolómetro.
¿Y cómo podíamos saber si la aplanicidad era del analizador o del
barredor?. El detector interno del barredor, conectado a salida del
propio instrumento, decía que era más plana de lo que hacía creer el
analizador. ¿Quién decía la verdad?. El desempate lo dio un detector
casero que coincidía bastante bien con el interno.
* ¿Los instrumentos que Ud. usa ya pasaron por otras manos?. Comience
por verificar que no haya terminaciones de 50 ó 75 ohm dañadas por
aplicación de CC o alta potencia. Si el circuito del instrumento
indica que no hay capacitor de bloqueo de CC a la entrada, y que la
impedancia de entrada está proporcionada por un resistor físico, éste
se puede inspeccionar desde afuera con un óhmetro.
Un buen consejo: deje conectado siempre un atenuador lo más alto
posible a la entrada de un instrumento por si le llega mucho nivel.
También es buena idea dejar puesto siempre un conjunto macho - hembra
en los conectores de los instrumentos para evitar que se venza o
tuerza el pin o receptáculo después de muchas inserciones. Esto es muy
recomendable si se está mezclando versiones de 50 y 75ohm en
conectores BNC ó N porque los machos de 50 tienen el pin más grueso
que los de 75 y tienden a arruinar las hembras de 75.
* Para hacer mediciones de espectro sobre la salida de un transmisor
es necesario empezar por atenuar esa señal. Los dos métodos de
laboratorio tradicionales son: el atenuador de potencia; y el
acoplador direccional, que está restringido en ancho de banda pero
además permite medir ROE.
¿Y si no tenemos ni uno ni otro?. Para mediciones poco exigentes tales
como frecuencia o monitorear la modulación, se puede acercar el cable
del instrumento al compartimiento de la etapa final de modo de captar
por capacitancia, o agregarle una espira para acoplar inductivamente.
Si el ambiente está bastante cargado de RF, bastará con un chicote que
haga de antena.
Pero olvídese de usar el aire como atenuador cuando va a verificar
cosas de banda ancha, tales como transmisores de televisión: la
multitud de reflexiones en la planta transmisora y adyacencias se
manifiesta como una grosera deformación de la respuesta de esa
atenuación. Cuesta convencer al cliente que no se puede monitorear una
transmisión de TV al pie de la torre, y no porque llegue demasiada
señal al televisor.
Como ejemplo de la gravedad, mencionemos que al intentar medir así el
espectro de un transmisor de TV en UHF, si bien la portadora aural
estaba realmente a -10dB de la de imagen, ¡en el analizador aparecía
como más fuerte!. Y eso que está a sólo 4,5MHz, una distancia
porcentualmente pequeña. Se decidió desconectar el cable a la torre, y
en esa salida poner el analizador a través de algún atenuador más
adecuado que el aire. No había una casa de instrumental en cientos de
km a la redonda, así que se decidió explotar la pérdida de un cable
(los números son ficticios pero el caso fue real):
- Se tenía un rollo de RG58 con espuma, que según un viejo Radio
Amateur's Handbook pierde 7,1dB por cada 100 pies en 420MHz. O sea
0,233dB/m.
- En 600MHz debe aumentar en [raíz cuadrada de (600/420) ] = 1,43, o
sea se va a 0,278dB/m
- El rollo tenía 51 vueltas de unos 50cm de diámetro,. o sea PI*51*0,5 = 80,1m.
- O sea 22,4dB, unas 174 veces en potencia.
- Como la potencia de salida es 10W, llegarán 57mW al par de
atenuadores colocados a la entrada del analizador (eso sí, son de
CATV, 75ohm en vez de 50 ohm, pero en medio del campo era imposible
ponerse en exigente...), potencia que deben tolerar perfectamente.
La atenuación conseguida no es nada plana, pero alcanza dentro de la
banda del canal.
Como anécdota, causó extrañeza en principio el elevado nivel de basura
observado en frecuencias de algunos MHz. Es que el coaxil
prácticamente no atenúa en esa zona, y deja pasar tal cual residuos
tales como componentes de 4,5MHz generados por batido entre las
portadoras mediante las alinealidades de la etapa final. En otra
oportunidad en que el resistor de carga estaba accesible, se atenuaron
bastante los residuos conectándole una bobina de pocas vueltas en
paralelo, que se comporta como un cortocircuito para las bajas
frecuencias.
En otra oportunidad se quiso medir la potencia rectificando la tensión
en el conector de salida con un 1N60. Al superar unos 35V rectificados
se pinchó. Se reemplazó por un 1N4148 que anduvo Ok. Para determinar
si la inclusión de este diodo molestaba, se miró con el analizador
(tras el consabido atenuador) si el nivel de salida era afectado.
Atenúe la entrada del instrumento: si lo que ve en pantalla baja menos
que la atenuación introducida, el problema existe. Un ejemplo puede
darse al medir la salida de un conversor de banda ancha: el residuo
del oscilador local es mucho más fuerte que la FI, y probablemente no
se advierta porque cae fuera de la pantalla.
* Al usar un cierto analizador, se notó que cuando la frecuencia
aplicada a su entrada era de 70MHz, el pastito (línea base) se
levantaba a todo lo ancho de la pantalla, sin importar en qué rango
estuviese barriendo. Ello se debía a que la 2a FI del analizador era
de 70MHz: una cierta porción de energía de la entrada llega hasta la
2a FI sin depender de las conversiones de frecuencia. Si esta señal
está barrida en frecuencia, se visualizarán momentáneos levantamientos
del pastito en lugares inesperados.
* Para averiguar qué frecuencia es la que estaba interfiriendo en una
recepción de TV, se puso una trampa variable en antena (una bobina al
aire en paralelo con un trimmer, y en serie con la línea), se varió
buscando mínima interferencia (tramado) en la pantalla, se sacó, y se
midió en qué frecuencia quedó, con el método descripto en esta nota.
Desde luego que el método es difícil de aplicar si hay más de una
frecuencia interferente con amplitudes similares.
* ¿Cómo se hace para hacer mediciones de RF en un punto intermedio de
un circuito, sin interrumpirlo o si no es de 50 ó 75 ohm?. En CC y
audio estamos acostumbrados a evitar molestar un circuito usando un
téster u osciloscopio con muy alta resistencia para no cargarlo. En RF
lamentablemente no abundan las puntas de medición de alta impedancia;
ni sueñe con que mantengan 1Mohm en 100MHz.
Sabiendo que la corriente media de un transistor bipolar varía algo
con el nivel de la señal aplicada, basta con mirar con el osciloscopio
las variaciones de tensión de CC en su resistor de emisor (A), y hacer
de cuenta que está conectado a una punta detectora de impedancia
infinita con respuesta cuadrática. Se sobreentiende que el capacitor
de emisor no debe ser de tan alto valor como para molestar a la
frecuencia de barrido. Como la variación de tensión es pequeña frente
al valor medio, se debe acoplar en CA, y usar la máxima sensibilidad
posible, agregando si es necesario un preamplificador de CA. Aumentar
o disminuir 3dB el nivel de la RF a la entrada para saber si no se
está produciendo deformación de la curva por excesivo nivel. Si el
emisor está a masa para la CC (B), puede observarse el valor medio de
la tensión en base intercalando un choke o resistor, o bien usando la
tensión de colector si no está unido directamente a la fuente para la
CC, y si ésta está libre de zumbido.
* En el puesto de calibración de sintonizadores de TV, se quería medir
la respuesta de RF por el método de la variación en la tensión de
emisor del transistor conversor. Para poder ver algo hacía falta meter
mucha RF por antena, y el transistor saturaba por la alta excursión de
FI en su colector. La solución ideal era cortocircuitar el colector
para la señal. Como la impedancia que ve el colector es la de carga,
multiplicada por la relación de transformación del tanque de salida,
se creyó que bastaría con cortocircuitar la salida de FI. Error. Esto
AUMENTÓ la excursión en colector del conversor, si bien en una f
corrida. La red de salida era tipo PI, para la cual la fórmula
tradicional para la relación de transformación deja de ser válida
fuera de un cierto rango de impedancias de carga. Lo correcto fue
buscar una R que produzca el mayor amortiguamiento posible.
* Si se necesita saber con exactitud la tensión de RF en un lugar,
emplee el método de sustitución. Supongamos tener una serie de etapas
terminada en un detector, y se quiere saber qué tensión de RF hay en
un punto intermedio cuando tenemos una tensión detectada x. Entonces
se apaga la excitación normal del circuito, y se aplica en el punto en
cuestión una tensión de RF conocida con la menor impedancia posible
(p. ej. un generador de 50 ohm cargado con 50 ohm), y se la varía
hasta lograr la misma salida x. La condición para que este método sea
válido es que la impedancia del punto excitado sea suficientemente
alta, p. ej. un colector, paradójicamente lo que resultaría más
inconveniente si se hiciese una medición convencional, con punta.
* Combinando el método de forzar tensión en un punto con el de medir
variaciones de polarización, puede conocerse los mV de inyección del
oscilador local en un conversor: reemplazar momentáneamente dicho
oscilador con el generador conocido, y variar su nivel hasta tener la
misma tensión de emisor, leyéndola en un voltímetro de continua con
suficiente resolución.
* No existen detectores con respuesta que siga una ley matemáticamente simple.
La ley lineal (doble CC para doble RF) es sólo una aproximación para
niveles detectados bien altos, digamos más de 0,5V CC; y la cuadrática
(cuádruple CC para doble RF) vale sólo hasta unos 50mV CC. Si la
frecuencia es lo suficientemente baja como para permitir el uso de
operacionales de RF (un centenar de MHz para los más rápidos
disponibles actualmente), puede echarse mano del tradicional detector
linealizado por realimentación.
Pero lo más probable es que convenga modificar las cosas como para que
la alinealidad no moleste. Si se quiere hacer, digamos, un medidor de
nivel calibrado en dBm, en vez de escribir los dBm en cada lugar de la
escala del instrumento de aguja, se puede colocar un atenuador por
pasos confiable a la entrada del aparato, y las instrucciones de uso
serán variarlo como para lograr una determinada posición de la aguja.
Es obvio que la linealidad no importará en absoluto, sólo la exactitud
del atenuador.
* Cuando se coloca un filtro entre cierto conjunto de generador y
carga, hay infinitas configuraciones posibles para ese filtro que
producen la curva deseada, pero sólo una que además produce máxima
transferencia. Si no se conocen las impedancias de generador y carga,
y el filtro se fue probando al tanteo, haga esto:
- Intente obtener la curva de respuesta correcta.
- Tome nota del nivel donde están los máximos dentro de la banda
pasante, que es donde se *supone* que la adaptación debería ser
perfecta.
- Ahora defórmela desintonizando un poco alguno de los LC.
- Si la curva sube en alguna frecuencia dentro de la banda pasante, es
porque el filtro no estaba bien adaptado: o sea, se estaba
desperdiciando transferencia para lograr la forma de la curva. En ese
caso deberá reintentarse con otros valores, p. ej. acoplar más del
lado generador y menos del de la carga, o viceversa, y repetir estos
pasos.
* Veamos otro enfoque de lo anterior:
Se necesita poner un pasabanda simple sintonizado entre un generador
de impedancia conocida, y la entrada de un transistor cuya impedancia
no se conoce. Pero las fórmulas exigen conocerla. ¿Qué hacemos
entonces?.
- Comencemos por el caso en que Z1 es conocida, y supongamos que Z2 es
igual, y calcule los componentes (figura {Z1distZ2}). Lógicamente, se
obtendrá valores iguales para C1 y C2.
- Arme el circuito, ajuste inductancia o capacitancia para la
frecuencia deseada, observe la transferencia y ancho de banda.
- Suba o baje un poco C2 (el que va a la impedancia desconocida). Si
en alguna de las direcciones la respuesta aumenta, es porque Z2<>Z1.
- Siga modificándolo en la dirección en que mejora, hasta obtener la
máxima transferencia.
- Lógicamente, cada vez que se modifique C2 será necesario retocar C
(ó L) para mantener la frecuencia del pico.
- Cuando se haya alcanzado la meta, un cambio en C2 en cualquier
sentido hará disminuir la altura del pico.
Nota: aunque estamos hablando de Z2 desconocido, la configuración
utilizada para la ilustración supone que, por lo menos, Z2 sea menor
que la resistencia paralelo que el 2º sintonizado necesita ver.
* Si AMBAS impedancias son desconocidas, habrá que variar también C1.
Pero para cada valor de C1 habrá un valor de C2 que maximice la
ganancia, por lo que habrá infinitas combinaciones aparentemente
correctas de C1 y C2. ¿Recuerda que para resolver un sistema de
ecuaciones con 3 incógnitas hace falta que sean 3 las ecuaciones?.
Bien, si las incógnitas aquí son C1, C2 y C, las 3 ecuaciones son
ganancia, resonancia y ancho de banda. Efectivamente, habrá que
toquetear los 3 capacitores para que también se cumpla el ancho de
banda deseado.
* Para tener iguales Q en ambas ramas de un doble sintonizado
(referirse a la figura {2sint_1Q}):
- "A" es la topología que se desea determinar.
- Adoptar valores convenientes (tema tratado en otro punto) de C y L.
- Comencemos por armar la 1a sección, "B", acoplando el analizador a
través de una capacitancia lo menor posible.
- Tantear C1 hasta lograr el ancho de banda deseado (C se deberá
retocar concordantemente para restablecer la frecuencia central).
- Ahora armamos la 2a, "C", y será el generador lo que se acople muy
ligeramente.
- Tantear C2 para ancho de banda, y retocar C.
- Finalmente, armar la configuración final, y variar Cc para máxima
planicidad, o el ripple deseado.
Nota: cuando se habló de "ancho de banda deseado" en los pasos en que
hay un solo LC, como primera aproximación usar el valor que deberá
tener el circuito al final, fijarse en cuánto quedó al armar el doble
sintonizado, e iterar los pasos para corregirlo. P. ej. si resultó 1,5
veces el deseado, volver a los pasos A) y B) y obtener un ancho 1,5
veces menor.
Otra nota: la topología ilustrada supone que las impedancias de
generador y carga son suficientemente menores que lo que debe ver cada
sintonizado.
* Regla de buen cubero: si un sintonizado simple tiene un capacitor C,
y los capacitores de adaptación son Ca1 y Ca2, a los efectos de
calcular la frecuencia de resonancia es buena aproximación suponer que
la bobina "ve" una capacitancia igual a C + Ca1 + Ca2, si Q>10.
* Y en un sintonizado doble, acoplado con un capacitor Cc, éste afecta
la frecuencia central aproximadamente como si CADA sintonizado tuviese
un Cc agregado en paralelo.
* En un doble sintonizado al que ya se le midió el ancho de banda, si
se lo quiere disminuir 10%, los capacitores de acople se deberán bajar
un 10%, y los de adaptación de impedancia un 5%.
Preste atención a la diferencia : al desintonizar el LC con mayor Q
cargado se corre un pico; pero si el que se desintoniza es el de bajo
Q la curva se deforma sin destacarse demasiado un pico que siga al LC
modificado: sigue predominando el del LC no tocado. Si ambos Q
coincidiesen, se debería obtener dos picos que mantengan
aproximadamente la igualdad de altura al desintonizar.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
instalación y mantenimiento de estaciones base de redes inalámbricas
Para el proveedor de servicios inalámbricos (WSP, Wireless Service
Wireless) actual, el despliegue de redes inalámbricas no es una tarea
fácil. El proceso de despliegue de redes implica diseño de redes,
construcción en el lugar de emplazamiento, optimización y detección de
problemas.
En cada etapa del proceso pueden surgir problemas que amenacen la
capacidad de los WSP para proporcionar un servicio continuo y estable
con alto nivel de calidad de servicio (QoS, Quality of Service). Una
vez realizado el despliegue pueden presentarse problemas que requieran
mantenimiento de la red y corrección de problemas.
Las redes inalámbricas actuales cada vez más complejas y las
frecuencias operativas en aumento, desde niveles sub-GHz hasta 5,8
GHz, complican la tarea, forzando al WSP a desplegar y mantener más
emplazamientos de celdas para cubrir la misma área de cobertura en el
mismo tiempo. Además, la creciente demanda de servicios multimedia
inalámbricos, unida al incremento de complejidad causada por la
evolución inalámbrica digital, ha aumentado la presión sobre los WSP.
Mucha de esta presión viene del hecho que las frecuencias de operación
son más altas, mientras que las estaciones base son más complejas,
soportando múltiples tecnologías e incorporando nuevas como múltiples
entradas-múltiples salidas (MIMO, Multiple-Input Multiple Output). Al
mismo tiempo, las estaciones base están migrando a un menor tamaño y
un diseño más rápido y económico, lo cual conlleva a la necesidad de
más pruebas funcionales para asegurar la operación óptima de la red.
Defectos en cables, conectores y antenas, pueden causar el 50 al 60%
de los problemas en las estaciones base. Las interferencias pueden ser
otras de las mayores causas de degradación del rendimiento. Los test
rutinarios en cables, filtros, antenas, amplificadores, y la detección
de problemas de cualquier interferencia interna o externa son por
tanto absolutamente críticos.
Los cables de alimentación degradados causan mala cobertura,
transferencias de control innecesarias, fallos de paginación, y fallos
de acceso en el ascendente. La interferencia (por ejemplo, del canal
propio, canal adyacente, intermodulación, externa e interna) es otro
culpable común. La interferencia de enlace descendente reduce la
cobertura y es causa de llamadas caídas, mientras que las
interferencias de enlace ascendente causan fallos de acceso. Las
interferencias tienen un impacto directo en la QoS de los servicios de
comunicaciones inalámbricas.
Otras causas comunes de fallos en sitios de celdas son el resultado de
daños en filtros y amplificadores montados en torre (TMA,
Tower-Mounted-Amplifiers), errores en equipos de radio y
configuraciones, degradación de prestaciones del transmisor, y
degradación de sensibilidad del receptor. También pueden producirse
problemas cuando el reloj de referencia está fuera de sincronismo,
resultando células en isla y fallos de conmutación de llamada en
curso. La transmisión backhaul es otra fuente de fallos, siendo las
interrupciones T1/E1 el defecto más común en una celda.
Para instalación eficaz y rutinas de mantenimiento cada una de estas
áreas tiene que ser comprobada.
Tradicionalmente, el conjunto de herramientas de prueba
transportadas por el personal técnico de instalación y mantenimiento
de RF comprende una amplia gama de instrumentos de test, incluyendo
testers de cable dedicados, analizadores de espectro, medidores de
potencia, etc. El técnico se ha enfrentado con la tarea de llevar
múltiples equipos, aprendiendo el uso de cada uno y asegurándose de la
fecha de calibración de los mismos. Simplemente, seguir la pista de
múltiples instrumentos es un reto en sí con el resultado de que la
rapidez, productividad y flexibilidad del técnico de campo de RF
pueden verse seriamente comprometidas.
Ante esta lista creciente de problemas potenciales y la escasez de
ingenieros y técnicos de campo expertos en RF se requiere una solución
de test integrada que minimice el número de instrumentos de test
independientes necesarios y que haga posible de forma rápida, precisa
y fácil un número de medidas clave.
El analizador RF de mano FieldFox de Agilent Technologies ha sido
desarrollado para cubrir la necesidad citada aportando una solución
integrada para instalación y mantenimiento de redes inalámbricas.
Comprobación de cable y antena
La comprobación del cable se requiere para detectar las imperfecciones
o perturbaciones que causan reflexión de energía incidente en toda la
longitud del mismo. La detección también se tiene para incluir
medidas de distancia a fallo (DTF, Distance to Fault) para permitir
identificación precisa de la posición al fallo. Las perturbaciones en
la longitud del cable pueden formarse por una pequeña abolladura o un
cambio en el diámetro del cable. Efectos periódicos en el cable pueden
ser causados a menudo durante el proceso de fabricación, por ejemplo
por una rueda de arrastre con un defecto en el rodamiento. Los cables
también pueden contener uno o más defectos discretos, por ejemplo,
debidos a un conductor doblado o dañado, dieléctrico contaminado, un
mal corte o un conector malo.
El desacoplo originado por fallos o imperfecciones será a su vez causa
de reflexiones. Las reflexiones a partir de imperfecciones
individuales se resumen en que pueden ser medidas como pérdidas de
cable o pérdidas de retorno. Con fallos periódicos la energía
reflejada puede aparecer en la medida de pérdidas como un pico de
reflexión a una frecuencia correspondiente al espaciado de las
imperfecciones. El espaciado entre imperfecciones periódicas es una
media de la longitud de onda del pico de reflexión.
Las técnicas de test de cable incluyen medidas de pérdidas (pérdidas
de retorno, pérdidas de inserción) y medidas de transmisión (por
ejemplo VSWR). Las medidas de pérdidas de retorno son expresadas en
dB, recordando que son 0dB en circuito abierto o cortocircuito y
típicamente de 40 a 60dB cuando se mide bajo condición de carga. Con
pruebas de transmisión la señal transmitida y reflejada se combinan
para crear una onda estacionaria. Los voltajes de los picos y senos de
la onda estacionaria son medidos y expresados en términos de razón de
ondas estacionarias de tensión (VSWR, Voltage Standing Wave Ratio). En
ausencia de reflexiones, por ejemplo, un sistema de transmisión
perfecto, VSWR tiene valor unidad. Con reflexiones altas el valor de
VSWR se incrementará hasta el punto donde las reflexiones se hagan
inaceptables.
El analizador de RF Agilent FieldFox incluye capacidades de pruebas de
cable comprensibles. El instrumento puede ser usado para prueba de
antenas, cables, filtros y amplificadores con el propósito de realizar
medidas de pérdidas de retorno, VSWR, pérdidas de
inserción/transmisión, pérdidas de cable en un puerto y DTF. Las
medidas de pérdida de retorno y DTF pueden hacerse al mismo tiempo lo
que ayuda a establecer una correlación de la degradación del sistema
global con fallos específicos en el sistema de cable y antena.
Una característica clave del FieldFox es QuickCal, un sistema de
calibración incorporado, que permite al usuario calibrar el tester
cable/antena sin tener que llevar al campo un kit de calibración. Esto
simplifica el test de cable y antena, asegura precisión y
repetitividad en el punto de medida y mejora productividad. QuickCal
corrige el error de deriva causado por los cambios de temperatura
durante la operación del instrumento. FieldFox está también listo para
calibración en el puerto de test de cable y antena nada más conectar.
Medidas de RF
Para identificar las causas de problemas potenciales de RF dentro de
un sitio de celda se requiere un arsenal de instrumentos de prueba de
RF. Al integrar todas las herramientas clave de test de RF en un mismo
dispositivo, el analizador RF Agilent FieldFox proporciona una
herramienta integrada para el ingeniero de campo de RF.
Analizador de espectro
FieldFox incorpora como opción un analizador de espectro que cubre un
margen de frecuencia de 100 kHz hasta 6 GHz. Un scan rápido de
espectro detecta interferencias y captura burst de RF para medir
señales intermitentes. Presenta cuatro trazas al mismo tiempo y
permite al usuario elegir diferentes modos de detección.
Medidor de potencia con sensor de potencia USB
FieldFox puede conectar con el sensor de potencia Agilent U2000 Series
USB para realizar medidas de potencia de RF/microondas hasta 24 GHz.
Proporciona medidas de potencia media real con un elevado rango
dinámico desde -60 dBm hasta +20 dBm (dependiendo del sensor). El
sensor tiene una función auto-cero, sin necesidad de calibración
externa.
Analizador de redes
FieldFox tiene un modo opcional de analizador de redes que proporciona
medidas de analizador de redes vectorial tal como magnitud y fase S11,
magnitud S11, y carta de Smith en display.
La velocidad de barrido del FieldFox reduce el denominado tiempo de
resolución de problemas con tiempos de prueba por encima del 50 por
ciento más rápidos. Esto permite a los ingenieros de RF abordar redes
inalámbricas cada vez más complejas en menos tiempo, mejorando de
forma radical la productividad. Gracias a sus 1001 puntos de
resolución y excelente rango dinámico es posible una rápida
localización de fallos.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
Wireless) actual, el despliegue de redes inalámbricas no es una tarea
fácil. El proceso de despliegue de redes implica diseño de redes,
construcción en el lugar de emplazamiento, optimización y detección de
problemas.
En cada etapa del proceso pueden surgir problemas que amenacen la
capacidad de los WSP para proporcionar un servicio continuo y estable
con alto nivel de calidad de servicio (QoS, Quality of Service). Una
vez realizado el despliegue pueden presentarse problemas que requieran
mantenimiento de la red y corrección de problemas.
Las redes inalámbricas actuales cada vez más complejas y las
frecuencias operativas en aumento, desde niveles sub-GHz hasta 5,8
GHz, complican la tarea, forzando al WSP a desplegar y mantener más
emplazamientos de celdas para cubrir la misma área de cobertura en el
mismo tiempo. Además, la creciente demanda de servicios multimedia
inalámbricos, unida al incremento de complejidad causada por la
evolución inalámbrica digital, ha aumentado la presión sobre los WSP.
Mucha de esta presión viene del hecho que las frecuencias de operación
son más altas, mientras que las estaciones base son más complejas,
soportando múltiples tecnologías e incorporando nuevas como múltiples
entradas-múltiples salidas (MIMO, Multiple-Input Multiple Output). Al
mismo tiempo, las estaciones base están migrando a un menor tamaño y
un diseño más rápido y económico, lo cual conlleva a la necesidad de
más pruebas funcionales para asegurar la operación óptima de la red.
Defectos en cables, conectores y antenas, pueden causar el 50 al 60%
de los problemas en las estaciones base. Las interferencias pueden ser
otras de las mayores causas de degradación del rendimiento. Los test
rutinarios en cables, filtros, antenas, amplificadores, y la detección
de problemas de cualquier interferencia interna o externa son por
tanto absolutamente críticos.
Los cables de alimentación degradados causan mala cobertura,
transferencias de control innecesarias, fallos de paginación, y fallos
de acceso en el ascendente. La interferencia (por ejemplo, del canal
propio, canal adyacente, intermodulación, externa e interna) es otro
culpable común. La interferencia de enlace descendente reduce la
cobertura y es causa de llamadas caídas, mientras que las
interferencias de enlace ascendente causan fallos de acceso. Las
interferencias tienen un impacto directo en la QoS de los servicios de
comunicaciones inalámbricas.
Otras causas comunes de fallos en sitios de celdas son el resultado de
daños en filtros y amplificadores montados en torre (TMA,
Tower-Mounted-Amplifiers), errores en equipos de radio y
configuraciones, degradación de prestaciones del transmisor, y
degradación de sensibilidad del receptor. También pueden producirse
problemas cuando el reloj de referencia está fuera de sincronismo,
resultando células en isla y fallos de conmutación de llamada en
curso. La transmisión backhaul es otra fuente de fallos, siendo las
interrupciones T1/E1 el defecto más común en una celda.
Para instalación eficaz y rutinas de mantenimiento cada una de estas
áreas tiene que ser comprobada.
Tradicionalmente, el conjunto de herramientas de prueba
transportadas por el personal técnico de instalación y mantenimiento
de RF comprende una amplia gama de instrumentos de test, incluyendo
testers de cable dedicados, analizadores de espectro, medidores de
potencia, etc. El técnico se ha enfrentado con la tarea de llevar
múltiples equipos, aprendiendo el uso de cada uno y asegurándose de la
fecha de calibración de los mismos. Simplemente, seguir la pista de
múltiples instrumentos es un reto en sí con el resultado de que la
rapidez, productividad y flexibilidad del técnico de campo de RF
pueden verse seriamente comprometidas.
Ante esta lista creciente de problemas potenciales y la escasez de
ingenieros y técnicos de campo expertos en RF se requiere una solución
de test integrada que minimice el número de instrumentos de test
independientes necesarios y que haga posible de forma rápida, precisa
y fácil un número de medidas clave.
El analizador RF de mano FieldFox de Agilent Technologies ha sido
desarrollado para cubrir la necesidad citada aportando una solución
integrada para instalación y mantenimiento de redes inalámbricas.
Comprobación de cable y antena
La comprobación del cable se requiere para detectar las imperfecciones
o perturbaciones que causan reflexión de energía incidente en toda la
longitud del mismo. La detección también se tiene para incluir
medidas de distancia a fallo (DTF, Distance to Fault) para permitir
identificación precisa de la posición al fallo. Las perturbaciones en
la longitud del cable pueden formarse por una pequeña abolladura o un
cambio en el diámetro del cable. Efectos periódicos en el cable pueden
ser causados a menudo durante el proceso de fabricación, por ejemplo
por una rueda de arrastre con un defecto en el rodamiento. Los cables
también pueden contener uno o más defectos discretos, por ejemplo,
debidos a un conductor doblado o dañado, dieléctrico contaminado, un
mal corte o un conector malo.
El desacoplo originado por fallos o imperfecciones será a su vez causa
de reflexiones. Las reflexiones a partir de imperfecciones
individuales se resumen en que pueden ser medidas como pérdidas de
cable o pérdidas de retorno. Con fallos periódicos la energía
reflejada puede aparecer en la medida de pérdidas como un pico de
reflexión a una frecuencia correspondiente al espaciado de las
imperfecciones. El espaciado entre imperfecciones periódicas es una
media de la longitud de onda del pico de reflexión.
Las técnicas de test de cable incluyen medidas de pérdidas (pérdidas
de retorno, pérdidas de inserción) y medidas de transmisión (por
ejemplo VSWR). Las medidas de pérdidas de retorno son expresadas en
dB, recordando que son 0dB en circuito abierto o cortocircuito y
típicamente de 40 a 60dB cuando se mide bajo condición de carga. Con
pruebas de transmisión la señal transmitida y reflejada se combinan
para crear una onda estacionaria. Los voltajes de los picos y senos de
la onda estacionaria son medidos y expresados en términos de razón de
ondas estacionarias de tensión (VSWR, Voltage Standing Wave Ratio). En
ausencia de reflexiones, por ejemplo, un sistema de transmisión
perfecto, VSWR tiene valor unidad. Con reflexiones altas el valor de
VSWR se incrementará hasta el punto donde las reflexiones se hagan
inaceptables.
El analizador de RF Agilent FieldFox incluye capacidades de pruebas de
cable comprensibles. El instrumento puede ser usado para prueba de
antenas, cables, filtros y amplificadores con el propósito de realizar
medidas de pérdidas de retorno, VSWR, pérdidas de
inserción/transmisión, pérdidas de cable en un puerto y DTF. Las
medidas de pérdida de retorno y DTF pueden hacerse al mismo tiempo lo
que ayuda a establecer una correlación de la degradación del sistema
global con fallos específicos en el sistema de cable y antena.
Una característica clave del FieldFox es QuickCal, un sistema de
calibración incorporado, que permite al usuario calibrar el tester
cable/antena sin tener que llevar al campo un kit de calibración. Esto
simplifica el test de cable y antena, asegura precisión y
repetitividad en el punto de medida y mejora productividad. QuickCal
corrige el error de deriva causado por los cambios de temperatura
durante la operación del instrumento. FieldFox está también listo para
calibración en el puerto de test de cable y antena nada más conectar.
Medidas de RF
Para identificar las causas de problemas potenciales de RF dentro de
un sitio de celda se requiere un arsenal de instrumentos de prueba de
RF. Al integrar todas las herramientas clave de test de RF en un mismo
dispositivo, el analizador RF Agilent FieldFox proporciona una
herramienta integrada para el ingeniero de campo de RF.
Analizador de espectro
FieldFox incorpora como opción un analizador de espectro que cubre un
margen de frecuencia de 100 kHz hasta 6 GHz. Un scan rápido de
espectro detecta interferencias y captura burst de RF para medir
señales intermitentes. Presenta cuatro trazas al mismo tiempo y
permite al usuario elegir diferentes modos de detección.
Medidor de potencia con sensor de potencia USB
FieldFox puede conectar con el sensor de potencia Agilent U2000 Series
USB para realizar medidas de potencia de RF/microondas hasta 24 GHz.
Proporciona medidas de potencia media real con un elevado rango
dinámico desde -60 dBm hasta +20 dBm (dependiendo del sensor). El
sensor tiene una función auto-cero, sin necesidad de calibración
externa.
Analizador de redes
FieldFox tiene un modo opcional de analizador de redes que proporciona
medidas de analizador de redes vectorial tal como magnitud y fase S11,
magnitud S11, y carta de Smith en display.
La velocidad de barrido del FieldFox reduce el denominado tiempo de
resolución de problemas con tiempos de prueba por encima del 50 por
ciento más rápidos. Esto permite a los ingenieros de RF abordar redes
inalámbricas cada vez más complejas en menos tiempo, mejorando de
forma radical la productividad. Gracias a sus 1001 puntos de
resolución y excelente rango dinámico es posible una rápida
localización de fallos.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
Los amplificadores y atenuadores programables PXI amplían el conjunto de productos de prueba de radiofrecuencia y microondas de National Instruments.
Nuevos instrumentos modulares que mejoran la calidad de la señal, el
umbral de ruido y el control de potencia de los analizadores y
generadores vectoriales de señales
AUSTIN, Texas - 18 de enero 2010 - National Instruments ha ampliado
hoy su línea de productos dedicados a pruebas automáticas con dos
nuevos módulos de acondicionamiento de señales de RF que mejoran la
precisión y la flexibilidad de las medidas de los sistemas de prueba
de RF y microondas basados en PXI. En aplicaciones tales como el
modelado de la degradación del camino de la señal de RF, medición de
la intensidad de campo y pruebas de receptores, los ingenieros pueden
combinar el nuevo atenuador de RF programable de 8 GHz NI PXI-5695 con
un generador vectorial de señales (VSG) para mejorar la calidad de la
señal de RF en niveles de baja potencia. Los ingenieros pueden
integrar el preamplificador RF programable de 8 GHz NI PXI-5691, que
también funciona como un amplificador de potencia, con los VSGs para
incrementar la potencia máxima y con los analizadores vectoriales de
señales (VSA) para medir señales de bajo nivel.
"El control preciso de los niveles de potencia de RF es un requisito
fundamental para nosotros cuando probamos la sensibilidad del
receptor", dijo Jeff May, ingeniero de pruebas en Itron, un proveedor
líder de sistemas inteligentes de medida y pionero en tecnología de
redes eléctricas inteligentes. "El nuevo atenuador programable de NI
nos da el elevado nivel de precisión necesario para controlar de forma
precisa los niveles de potencia de estímulo en los sistemas de prueba
de producción PXI y esto es un ventaja importante que nos ayuda a
mantener tanto la eficiencia como la calidad en nuestro proceso de
prueba".
El PXI-5695 es un atenuador programable de RF de dos canales con un
rango de frecuencia de 50 MHz a 8 GHz que dispone de un camino de
atenuación fija y otro de atenuación programable. El módulo
proporciona un método integrado para los ajustes de potencia de RF y,
en muchos casos, puede sustituir a redes de atenuadores conmutados en
los sistemas de pruebas de producción de RF. Los ingenieros pueden
integrar el PXI-5695 con los generadores de señales de RF, como el VSG
de 6.6 GHz NI PXIe-5673, para un control preciso de potencia de la
señal de hasta 60 dB de atenuación total y una relación típica de la
tensión de onda estacionaria (VSWR) de 1,3:1. Este nivel de control
incrementa considerablemente el rango dinámico de un VSG y es
fundamental para lograr medidas precisas de la sensibilidad del
receptor.
El PXI-5691 es un amplificador de RF programable de dos canales con un
rango de frecuencia de 50 MHz a 8 GHz, que puede funcionar tanto como
pre-amplificador como amplificador de potencia. Con más de 20 dBm de
potencia máxima de salida, una ganancia total de hasta 60 dB, una
resolución de ganancia de 0,5 dB, un punto de intercepción de tercer
orden (IP3) +31 dBm y una figura de ruido de 5dB, el amplificador
proporciona una amplia flexibilidad y precisión de medida cuando se
combina con los generadores o analizadores de señal de RF. Cuando se
combina con el VSA de 6.6 GHz NI PXIe-5663, el nuevo amplificador
permite a los ingenieros lograr un umbral de ruido equivalente de
entrada de -163 dBm/Hz. Cuando se utiliza con el VSG NI PXIe-5673, el
amplificador facilita la generación de señales de hasta 100 MHz de
ancho de banda instantáneo con niveles de potencia de hasta 20 dBm.
"Estos nuevos módulos de acondicionamiento de la señal de RF amplían
la capacidad de la plataforma PXI en las aplicaciones de RF," dijo
Eric Starkloff, vicepresidente de marketing de los productos dedicados
a pruebas de National Instruments. "El objetivo de la inversión
continua en nueva instrumentación PXI es el de ayudar a los ingenieros
a hacer frente a desafíos complejos mediante la construcción de la
próxima generación de sistemas automáticos de pruebas con soluciones
disponibles en el comercio".
Como parte de la plataforma PXI de NI, el nuevo atenuador y el nuevo
amplificador están optimizados para usarse con el entorno gráfico de
diseño de sistemas NI LabVIEW y el entorno de desarrollo de software
LabWindows™/CVI ANSI C, así como la programación en C, C++ y. NET.
Además, cada controlador de instrumento incluye un código de ejemplo
de LabVIEW que ayuda a los ingenieros a comenzar con la programación
gráfica con el fin de desarrollar rápidamente su sistema de prueba de
RF o microondas.
Tipos de mediciones
disponibles
• Frecuencia, potencia,
modulación, distorsión
y ruido
• Vigilancia del
espectro
• Emisiones espurias
• Análisis de redes
escalares
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
umbral de ruido y el control de potencia de los analizadores y
generadores vectoriales de señales
AUSTIN, Texas - 18 de enero 2010 - National Instruments ha ampliado
hoy su línea de productos dedicados a pruebas automáticas con dos
nuevos módulos de acondicionamiento de señales de RF que mejoran la
precisión y la flexibilidad de las medidas de los sistemas de prueba
de RF y microondas basados en PXI. En aplicaciones tales como el
modelado de la degradación del camino de la señal de RF, medición de
la intensidad de campo y pruebas de receptores, los ingenieros pueden
combinar el nuevo atenuador de RF programable de 8 GHz NI PXI-5695 con
un generador vectorial de señales (VSG) para mejorar la calidad de la
señal de RF en niveles de baja potencia. Los ingenieros pueden
integrar el preamplificador RF programable de 8 GHz NI PXI-5691, que
también funciona como un amplificador de potencia, con los VSGs para
incrementar la potencia máxima y con los analizadores vectoriales de
señales (VSA) para medir señales de bajo nivel.
"El control preciso de los niveles de potencia de RF es un requisito
fundamental para nosotros cuando probamos la sensibilidad del
receptor", dijo Jeff May, ingeniero de pruebas en Itron, un proveedor
líder de sistemas inteligentes de medida y pionero en tecnología de
redes eléctricas inteligentes. "El nuevo atenuador programable de NI
nos da el elevado nivel de precisión necesario para controlar de forma
precisa los niveles de potencia de estímulo en los sistemas de prueba
de producción PXI y esto es un ventaja importante que nos ayuda a
mantener tanto la eficiencia como la calidad en nuestro proceso de
prueba".
El PXI-5695 es un atenuador programable de RF de dos canales con un
rango de frecuencia de 50 MHz a 8 GHz que dispone de un camino de
atenuación fija y otro de atenuación programable. El módulo
proporciona un método integrado para los ajustes de potencia de RF y,
en muchos casos, puede sustituir a redes de atenuadores conmutados en
los sistemas de pruebas de producción de RF. Los ingenieros pueden
integrar el PXI-5695 con los generadores de señales de RF, como el VSG
de 6.6 GHz NI PXIe-5673, para un control preciso de potencia de la
señal de hasta 60 dB de atenuación total y una relación típica de la
tensión de onda estacionaria (VSWR) de 1,3:1. Este nivel de control
incrementa considerablemente el rango dinámico de un VSG y es
fundamental para lograr medidas precisas de la sensibilidad del
receptor.
El PXI-5691 es un amplificador de RF programable de dos canales con un
rango de frecuencia de 50 MHz a 8 GHz, que puede funcionar tanto como
pre-amplificador como amplificador de potencia. Con más de 20 dBm de
potencia máxima de salida, una ganancia total de hasta 60 dB, una
resolución de ganancia de 0,5 dB, un punto de intercepción de tercer
orden (IP3) +31 dBm y una figura de ruido de 5dB, el amplificador
proporciona una amplia flexibilidad y precisión de medida cuando se
combina con los generadores o analizadores de señal de RF. Cuando se
combina con el VSA de 6.6 GHz NI PXIe-5663, el nuevo amplificador
permite a los ingenieros lograr un umbral de ruido equivalente de
entrada de -163 dBm/Hz. Cuando se utiliza con el VSG NI PXIe-5673, el
amplificador facilita la generación de señales de hasta 100 MHz de
ancho de banda instantáneo con niveles de potencia de hasta 20 dBm.
"Estos nuevos módulos de acondicionamiento de la señal de RF amplían
la capacidad de la plataforma PXI en las aplicaciones de RF," dijo
Eric Starkloff, vicepresidente de marketing de los productos dedicados
a pruebas de National Instruments. "El objetivo de la inversión
continua en nueva instrumentación PXI es el de ayudar a los ingenieros
a hacer frente a desafíos complejos mediante la construcción de la
próxima generación de sistemas automáticos de pruebas con soluciones
disponibles en el comercio".
Como parte de la plataforma PXI de NI, el nuevo atenuador y el nuevo
amplificador están optimizados para usarse con el entorno gráfico de
diseño de sistemas NI LabVIEW y el entorno de desarrollo de software
LabWindows™/CVI ANSI C, así como la programación en C, C++ y. NET.
Además, cada controlador de instrumento incluye un código de ejemplo
de LabVIEW que ayuda a los ingenieros a comenzar con la programación
gráfica con el fin de desarrollar rápidamente su sistema de prueba de
RF o microondas.
Tipos de mediciones
disponibles
• Frecuencia, potencia,
modulación, distorsión
y ruido
• Vigilancia del
espectro
• Emisiones espurias
• Análisis de redes
escalares
Marbelis Moreno
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Seccion:02
Medidor de radio frecuencia PCE-EM 29
El medidor de radio frecuencia dispone de una sonda triaxial esférica para la detección de la radiación electromagnética. La sonda triaxial esférica del medidor de radio frecuencia llegas has ta 3,5 GHz. Además el medidor de radio frecuencia, también está preparado para detectar radiaciones en el ámbito de sistemas inalámbricos (Wireless LAN), GSM o para determinar la radiación de microondas. Con frecuencias de hasta 3,5 GHz puede ser usado muy bien en el rango de alta frecuencia. Gracias a la sonda triaxial se evita hacer la conversión de cada eje individual. El pequeño y compacto medidor de smog eléctrico es apto por sus propiedades para el uso en el área industrial como también en el laboratorio. Sencillo, rápido y exacto.
| Especificaciones técnicas | |
| Rango de frecuencia | 50 MHz ... 3,5 GHz |
| Tipo de sensor | Campo eléctrico (E) |
| Medición | 3 dimensiones, isotrópico |
| Rangos de medición | 38 mV/m ... 11 V/m |
| Selección de rango | Automático |
| Tiempo de respuesta | 1 s (hasta alcanzar el 90 % del valor definitivo) |
| Unidades | mV/m , V/m , µA/m , mA/m , µW/m² , mW/m² |
| Resolución | 0,1mV/m; 0,1 µA/m; 0,01 µW/m² |
| Error absoluto (con 1V/m y 50 MHz) | ±1,0 dB |
| Precisión (en función de la frecuencia) | ±1,0 dB (50 MHz ... 1,9 GHz) ±2,4 dB (1,9 GHz ... 3,5 GHz) |
| Desviación isotrópica | ±1,0 dB (en frecuencias >50 MHz) |
| Valor máximo sobre rango | 4,2 W/m² (40 V/m) |
| Desviación debido a la temperatura | ±1,5 dB |
| Pantalla | LCD de 4 dígitos |
| Cuota de medición | cada 400 ms |
| Valor límite | regulable |
| Alarma | Señal acústica al sobrepasar el valor límite |
| Calibración | regulable |
| Cálculo del valor medio | regulable a partir de 4 s ... 15 min |
| Memoria interna | 99 valores (permite su recuperación en pantalla) |
| Valores de medición visualizables | Valor de medición actual, máximo y medio |
| Alimentación | Batería de 9V |
| Peso | 350 g (batería incluida) |
| Ejemplos de uso típico para el medidor de radio frecuencia | |
   El medidor de campos magnéticos se usa p.e. para la detección de canales R/TV, Wireless LAN, GPS.    También se puede usar para la detección de radiación de teléfonos inalámbricos, en la medición de radiación en bancos de ensayos o para la detección de fugas de microondas en el ámbito casero. | |
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02
BANCO DE MEDICION.
consiste de 3 componentes:
-
Fuente de microondas con barrido (Swepp) para estudiar las características en función de la frecuencia. -
Separador de señal que toma una nuestra de la señal incidente, reflejada y transmitida. -El
detector de señal que puede ser térmico (termistor, termocupla) o un diodo (Schottky o de punto de contacto). -El detector a diodo es más rápido con mayor rango dinámico y ancho de banda.
-El
display para desplegar en la pantalla en resultado de las medidas en función de la frecuencia. MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
onda reflejada puede interferir sobre los canales recibidos en la misma guía de ondas. Este efecto es más importante cuando
se trata de los canales N y 1' del plan de frecuencias.
DEFINICIÓN.
Si la impedancia característica de la línea (guía de onda o cable coaxial) es Zo y la impedancia de la carga es Zi se define el
coeficiente de reflexión
como = Vref/Vinc = (Zi-Zo)/(Zi+Zo) Es decir, es el módulo de la relación entre la señal reflejada y la incidente. Si Zi es cero la señal reflejada es igual a la
incidente, mientras que si Zi es infinito la señal reflejada está desfasada 180° respecto de la incidente. Si en cambio existe
una correcta adaptación de impedancias (Zi=Zo) la señal reflejada es cero y por lo tanto la transferencia de potencia a la
carga es máxima.
Se define en base al coeficiente de reflexión la relación de onda estacionaria
VSWR en Voltaje y la pérdida de retorno RL (
Return Loss) de la siguiente manera: VSWR = 1+coeficiente de reflexión
/ 1−coeficiente de reflexión y RL = -20.log [coeficiente de reflexión ] Los valores encuentran entre 0 y 1, de VSWR entre 1 e infinito y de RL de 0 a infinito en dB.
PERDIDA DE RETORNO DEL CIRCUITO DE MICROONDAS
El método para calcular el valor de RL en función de los
componentes individuales del circuito de antena es el siguiente. El circuito de antena se divide en 3 componentes:
-Antena y radome (p
=0,029) y conexión (p=0,015) -Guía de ondas (p
=0,029; α=2,36 dB) -Presurización (p
=0,005) y conexión (p=0,015). Respecto al primer ítem hay que tener en cuenta que el alimentador de guía de ondas introduce una doble atenuación de ida y
retorno. De esta forma el valor de la antena, radome y conexión que se interpreta como pa
= 0,029+0,015= 0,044 se transforma en RLa=27,1 dB; y a continuación se le suma la atenuación de 4,7 dB producida por el alimentador
(correspondiente a 2.
α).
MEDICIÓN DE POTENCIA
La medición de potencia es tan importante que tanto a nivel de IF como RF se disponen de detectores apropiados para el
monitoreo permanente de ella. Existen 3 métodos para medir la potencia:
el termistor, la termocupla y el diodo detector. BOLÓMETRO.
El bolómetro es un sensor de potencia que opera cambiando la resistencia en función de la tempertura; el cambio de la temperatura resulta de convertir la energía en un elemento bolométrico como ser el
termistor. El termistor está construido de óxido metálico. La característica de transferencia y potencia para distintas temperaturas tiene una elevada
alinealidad; por otro lado, existe una notoria falta de reproductividad entre distintos termistores.
El montaje típico consiste en una terminación coaxial o de guía de onda de igual tipo al usado en la línea de antena. El
montaje debe tener baja resistencia y pérdidas y la correcta impedancia para que sólo la potencia disipada en el termistor
pueda ser medida. En la actualidad se coloca un segundo termistor en la configuración para compensar la variación de
temperatura. El termistor se coloca en un puente de
Wheatstone balanceado donde uno detecta la temperatura de circuito y el otro los cambios en la temperatura ambiente.
Variación entre detectores de potencia.
Detector Térmico Semiconductor
Ancho de banda 10 MHz-26 GHz 10 MHz-40 GHz
Tiempo de respuesta lento rápido
Costo medio alto
Rango dinámico 50 dB 76 dB
Adaptación 20 dB 16 dB
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
TERMOCUPLA.
La termocupla ha mejorado en los últimos años y hoy día presentan mejores prestaciones que el bolómetro a termistor. El principio de la termocupla responde a la
ley de Coulomb donde se afirma que si se calienta el extremo de un metal se producen electrones libres que migran al otro extremo produciendo un campo eléctrico lo cual
determina una diferencia de potencial denominado
fuerza electromotriz de Thomson. El
efecto Peltier dice que 2 metales diferentes en contacto, como tienen distinta densidad de electrones, producen una difusión y una
emf (fuerza electromotriz). La termocupla es la unión de 2 metales que se calientan en un extremo y del otro se mide la emf. Ambos efectos (emf de Thomson y emf de Peltier) producen un voltaje termoeléctrico conocido como
efecto Seeback.
La técnica de película delgada unida al metal
nitrato de tantalio es la base tecnológica de las termocuplas actuales.El nitrato de tantalio es el material resistivo que se usa para convertir en calor la potencia eléctrica y se deposita como una película delgada sobre un sustrato de Si aislado por SiO2. Se
tienen 2 termocuplas de 100 ohm cada una con lo cual en paralelo poseen una impedancia de 50 ohm igual a la de la línea de
transmisión. La salida de la termocupla es de muy bajo nivel (160 nV
para 1 μw) lo cual afecta a la conexión del detector con el voltímetro por
ello lleva anexo al detector un
conversor chopeado con amplificador. DIODO DETECTOR.
El diodo detector es un elemento muy usado para convertir
valores pico de potencia en lugar del valor medio como en los casos anteriores. Su ventaja en pequeños niveles es obvia para ser
usado como monitor permanente en las etapas de potencias de los
equipos transreceptores. Los diodos con juntura metal-semiconductor
Schottky permiten medir hasta niveles de -70 dBm y hasta 18 GHz, por
ejemplo. En la actualidad, existen diseños que permiten medir potencia
promedio en lugar del valor pico y que por lo tanto sirven para
modulación de amplitud como ser en QAM.
El
MS-Schottky permite un rango de -20 a -70 dBm y de 10 MHz a 18 GHz. Consiste en un sustrato monocristalino de Si, oxidado en su
superficie (SiO2) para aislación y protección y con un metal de baja
barrera. El diodo detector es 3000 veces más eficiente que la termocupla
en convertir potencia de RF en tensión continua DC; por ello para -70
dBm el diodo entrega 50 nV. Para estos niveles tan pequeños de
potencia se requiere un circuito de conexión con chopeado como para la
termocupla.
Marbelis Moreno
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