domingo, 21 de marzo de 2010

Técnicas de radio frecuencia

2.1 Acoplamiento de impedancias, coeficiente de reflexión, VSWR y Return Loss.

Idealmente los circuitos de radio frecuenta y microondas están constituidos de interconexiones de componentes. Estos componentes incluyen elementos pasivos discretos, tales como, capacitores, bobinas y resistencias. Incluyen también elementos distribuidos tales como, cables, microstrip y guías de onda. . Y incluyen también elementos activos tales como, transistores FETs y bipolares, y diodos.
Configurar modelos de circuitos con los elementos mencionados, de acuerdo a una topología determinada, con el uso de una herramienta de CAD, usualmente lleva a un circuito cuyas especificaciones cubren nuestros requerimientos.
Desafortunadamente, esta visión simplista de diseño de RF y microondas, usualmente no concuerda con la realidad. La razón de esta discrepancia puede ser atribuida a una de las siguientes razones:

• La frecuencia de operación es tal, que los elementos del circuito muestran un comportamiento complejo, no representado por la definición pura, utilizada durante el análisis y diseño.

• El diseño del circuito impreso incluye vías de acoplamiento, no consideradas en el diseño.

• El tamaño de las dimensiones transversales de las líneas de transmisión con respecto a la longitud de onda, no es despreciable. Por lo tanto, energía adicional no deseada es almacenada.
• El empaque del dispositivo o circuito se convierte en una cavidad de almacenamiento de energía, que absorbe algo de la energía que pasa a través de el.
• La fuente de alimentación no esta suficientemente desacoplada

El grado de acoplamiento de impedancias entre las diversas partes del circuito no es bueno, de tal manera que VSWR altos se generan en el circuito, provocando ineficiencia transferencia de energía y rizo en la repuesta a la frecuencia del circuito.

Acoplamiento de impedancias.
Cuando se hacen implementaciones prácticas de aplicaciones de RF, siempre aparece un problema que debe ser tratado con especial cuidado, este problema es el de "acoplamiento de impedancias", este término se refiere a hacer todo lo necesario para que exista una transferencia adecuada de señales y potencia de una "fuente" a una "carga". Por ejemplo, de un amplificador a otro, de un amplificador al cable, del cable a un receptor.
A frecuencias de RF (mas de 100 MHz), los elementos espurios tales como; la inductancia de las conexiones, la capacitancia de los circuitos impresos, la resistencia de los conductores, etc. Tienen un impacto significativo e impredecible sobre el circuito y su acoplamiento de impedancias. A frecuencias arriba de unas cuantas decenas de Megahertz, los cálculos teóricos y simulaciones de computadora a menudo son insuficientes. Mediciones de laboratorio y trabajo de sintonización adicional, es necesario para obtener resultados satisfactorios en nuestro circuito. Hay muchas maneras de relaizar el acoplamiento de impedancias, algunas de estas son:

• Simulaciones con computadora. Un método complejo, ya que requiere que quien las usé este familiarizado con múltiples datos de entrada que requiere la simulación. Asimismo, se requiere saber seleccionar los resultados correctos y útiles, dado que este tipo de simulaciones arrojan una gran cantidad de resultados.

• Cálculos manuales. Demasiado tediosos, ya que requieren la solución de ecuaciones muy largas y debido ala complejidad de los datos que manejan.

• Instinto. Se adquiere después de muchos anos de experiencia, en suma, método usado solo por los especialistas.

• Carta de Smith. Método explicado más adelante.

Para obtener una máxima transferencia de energía de una fuente a una carga, la impedancia de la fuente debe ser igual a la impedancia compleja de la carga, puesto en ecuación:


Bajo esta condición, la energía transferida de la fuente a la carga es la máxima. Además, esta condición se requiere para evitar que exista reflexión de energía de la carga de regreso a la fuente. Esto es especialmente verdadero para ambientes de alta frecuencia como líneas de video y redes de microondas y RF. Ver figura 2.1.
Reactancia. La reactancia es la tendencia de un circuito de oponerse al paso de corriente y es dependiente de la frecuencia.
Reactancia inductiva. Xl es la reactancia debida a los devanados de bobinas, chokes y transformadores. Cualquier dispositivo que tenga un arrollamiento de alambre es un inductor, la reactancia inductiva se define como:

Donde la ω es la frecuencia angular y L es el valor de la inductancia. La reactancia es un valor imaginario.
Reactancia capacitiva. Xc es la reactancia en un circuito causada por la capacitancia del mismo y se define como:

Donde C es la capacitancia y ω es la frecuencia angular.
La impedancia de un circuito, típicamente esta formada por resistencia y algún tipo de reactancia, ya sea inductiva o capacitiva.



Por lo tanto la impedancia puede ser un número real o un número complejo.

 

Margarisabel Velasco

Técnicas de radio frecuencia

2.1 Acoplamiento de impedancias, coeficiente de reflexión, VSWR y Return Loss.

Idealmente los circuitos de radio frecuenta y microondas están constituidos de interconexiones de componentes. Estos componentes incluyen elementos pasivos discretos, tales como, capacitores, bobinas y resistencias. Incluyen también elementos distribuidos tales como, cables, microstrip y guías de onda. . Y incluyen también elementos activos tales como, transistores FETs y bipolares, y diodos.
Configurar modelos de circuitos con los elementos mencionados, de acuerdo a una topología determinada, con el uso de una herramienta de CAD, usualmente lleva a un circuito cuyas especificaciones cubren nuestros requerimientos.
Desafortunadamente, esta visión simplista de diseño de RF y microondas, usualmente no concuerda con la realidad. La razón de esta discrepancia puede ser atribuida a una de las siguientes razones:

• La frecuencia de operación es tal, que los elementos del circuito muestran un comportamiento complejo, no representado por la definición pura, utilizada durante el análisis y diseño.

• El diseño del circuito impreso incluye vías de acoplamiento, no consideradas en el diseño.

• El tamaño de las dimensiones transversales de las líneas de transmisión con respecto a la longitud de onda, no es despreciable. Por lo tanto, energía adicional no deseada es almacenada.
• El empaque del dispositivo o circuito se convierte en una cavidad de almacenamiento de energía, que absorbe algo de la energía que pasa a través de el.
• La fuente de alimentación no esta suficientemente desacoplada

El grado de acoplamiento de impedancias entre las diversas partes del circuito no es bueno, de tal manera que VSWR altos se generan en el circuito, provocando ineficiencia transferencia de energía y rizo en la repuesta a la frecuencia del circuito.

Acoplamiento de impedancias.
Cuando se hacen implementaciones prácticas de aplicaciones de RF, siempre aparece un problema que debe ser tratado con especial cuidado, este problema es el de "acoplamiento de impedancias", este término se refiere a hacer todo lo necesario para que exista una transferencia adecuada de señales y potencia de una "fuente" a una "carga". Por ejemplo, de un amplificador a otro, de un amplificador al cable, del cable a un receptor.
A frecuencias de RF (mas de 100 MHz), los elementos espurios tales como; la inductancia de las conexiones, la capacitancia de los circuitos impresos, la resistencia de los conductores, etc. Tienen un impacto significativo e impredecible sobre el circuito y su acoplamiento de impedancias. A frecuencias arriba de unas cuantas decenas de Megahertz, los cálculos teóricos y simulaciones de computadora a menudo son insuficientes. Mediciones de laboratorio y trabajo de sintonización adicional, es necesario para obtener resultados satisfactorios en nuestro circuito. Hay muchas maneras de relaizar el acoplamiento de impedancias, algunas de estas son:

• Simulaciones con computadora. Un método complejo, ya que requiere que quien las usé este familiarizado con múltiples datos de entrada que requiere la simulación. Asimismo, se requiere saber seleccionar los resultados correctos y útiles, dado que este tipo de simulaciones arrojan una gran cantidad de resultados.

• Cálculos manuales. Demasiado tediosos, ya que requieren la solución de ecuaciones muy largas y debido ala complejidad de los datos que manejan.

• Instinto. Se adquiere después de muchos anos de experiencia, en suma, método usado solo por los especialistas.

• Carta de Smith. Método explicado más adelante.

Para obtener una máxima transferencia de energía de una fuente a una carga, la impedancia de la fuente debe ser igual a la impedancia compleja de la carga, puesto en ecuación:


Bajo esta condición, la energía transferida de la fuente a la carga es la máxima. Además, esta condición se requiere para evitar que exista reflexión de energía de la carga de regreso a la fuente. Esto es especialmente verdadero para ambientes de alta frecuencia como líneas de video y redes de microondas y RF. Ver figura 2.1.
Reactancia. La reactancia es la tendencia de un circuito de oponerse al paso de corriente y es dependiente de la frecuencia.
Reactancia inductiva. Xl es la reactancia debida a los devanados de bobinas, chokes y transformadores. Cualquier dispositivo que tenga un arrollamiento de alambre es un inductor, la reactancia inductiva se define como:

Donde la ω es la frecuencia angular y L es el valor de la inductancia. La reactancia es un valor imaginario.
Reactancia capacitiva. Xc es la reactancia en un circuito causada por la capacitancia del mismo y se define como:

Donde C es la capacitancia y ω es la frecuencia angular.
La impedancia de un circuito, típicamente esta formada por resistencia y algún tipo de reactancia, ya sea inductiva o capacitiva.



Por lo tanto la impedancia puede ser un número real o un número complejo.

 

CONFIABILIDAD DE SISTEMAS DE RADIOTRANSMISION POR MICROONDAS

Las normas de seguridad de funcionamiento de los sistemas de microondas han alcanzado gran rigidez. Por ejemplo, se utiliza un 99.98% de confiabilidad general en un sistema patrón de 6000 Km. de longitud, lo que equivale a permitir solo un máximo de 25 segundos de interrupción del año por cada enlace. Por enlace o radioenlace se entiende el tramo de transmisión directa entre dos estaciones adyacentes, ya sean
terminales o repetidoras, de un sistema de microondas. El enlace comprende los equipos correspondientes de las dos estaciones, como así mismo las antenas y el trayecto de propagación entre ambas. De acuerdo con las recomendaciones del CCIR, los enlaces, deben tener una longitud media de 50 Km. Las empresas industriales que emplean sistemas de telecomunicaciones también hablan de una confiabilidad media del orden de 99.9999%, o sea un máximo de 30 segundos de interrupciones por año, en los sistemas de microondas de largo alcance.
Los cálculos estimados y cómputos de interrupciones del servicio por fallas de propagación, emplean procedimientos parcial o totalmente empíricos. Los resultados de dichos cálculos generalmente se dan como tiempo fuera de servicio (TFS) anual por enlace o porcentaje de confiabilidad por enlace. La confiabilidad de los enlaces de microondas puede darse según fallas de equipo, aplicándose cálculos de probabilidad.
Los resultados de los cálculos de confiabilidad de los equipos de microondas se expresan como disponibilidad del equipo) por enlace (D).
D = TES / TTD
Donde TES es el tiempo en servicio dentro de un período determinado y TDD es el tiempo total disponible.
Una aplicación lógica de este método de calculo es sumar las interrupciones por enlace durante el ano,
causadas por:
− averías del equipo
− malas condiciones de propagación
Con el resultado se obtiene el TFS total que se puede aplicar como cifra de mérito de confiabilidad del enlace.
Ninguno de los parámetros mencionados
− Tiempo fuera de servicio anualmente,
− Confiabilidad en porcentaje o
− disponibilidad del equipo
Proporciona una dirección adecuada de la seguridad de funcionamiento del equipo, en el caso de sistemassuperconfiables.
Los cálculos de TES (o tiempo disponible, D) y de TFS de los equipos de microondas siempre descansan en dos factores básicos:
− El tiempo medio (de Funcionamiento) entre falla (TMEF)
− El tiempo medio (de interrupción) hasta el servicio (TMHR).
El TMHR incluye las siguientes demoras:
− Notificación de falla ,
− Viaje hasta el lugar de instalación del equipo averiado,
− Determinación del carácter de la falla y tiempo que realmente se ocupa para efectuar la reparación o el reemplazo necesario.
Por lo tanto el TMHR representa el promedio de tiempo real fuera de servicio debido a fallas.
La conexión entre el TMEF y el TMHR determina la relación de TFS de servicio debido a fallas.
La conexión entre el TMEF y el TMHR determina la relación de TFS(tiempo no disponible o ND)
TFS (ND) = TMHR / TMEF
TES (D) + 1 −ND
TFS anual = 8760 * (ND) horas
El concepto de confiabilidad esta dado por confiabilidad = TES * 100%
En un sistema redundante:
ND = 5 / 5000 =0.001 = 0.1%
Para el TMHR se ha tomado como ejemplo un valor de 5 horas que, como se ha mencionado, incluye todo el tiempo que transcurre desde el instante en que se produce una avería hasta que el equipo ha sido reparado y puesto nuevamente en servicio. También se supone un TMEF de 5000 horas para cada juego de equipo.
Comprende aproximadamente a un procedimiento de dos fallas por año, fallas reales
por que no hay duplicación de equipo.
D = 1 − 0.001 = 0.999 = 99.9%
TFS anual = 0.001 * 8760 = 8.76 horas
En un sistema redundante, se supone que se utilizan dos juegos de equipos, interconectados por conmutadores y detectores automáticos para el traspaso instantánea del equipo en servicio al de reserva en caso de avería. también se supone
TMEF = 5000 horas cada juego de equipo y
TMHR = 5 horas para cualquier falla.
Cualquier falla en un solo juego de equipo no interrumpe el servicio. La interrupción solo puede ocurrir si se produce falla en ambos juegos simultáneamente.
Suponiendo que las falla de los dos juegos de equipos del enlace se producen en forma errática e
independiente.
(TMEF) red = (TMEF)² / TMHR
Luego,
(TMEF) red = (5000)² / 5 = 5000000 horas = 570 anos
con los valores supuestos, el tiempo medio de funcionamiento entre fallas del enlace(averías reales del sistema) seria de 570 anos.
La relación TFS del enlace (D red) esta dada por
ND red= TMHR / (TMEF)red = (TMHR/ TMER)² = (5 / 5000)² = 0.001%
D red = 1 − 0.00001 = 0.9999 = 99.9999%
TFS anual = 0.000001 * 8760 = 0.0876 hr = 32 seg.
En base a los valores empleados, las características de confiabilidad del equipo de un enlace puede
especificarse como 32 segundos de TFS anual, esta cifra es solo una abstracción matemática. Como la duración de cualquier averiada en indivisible, puede suceder que en un ano determinado no ocurra ninguna interrupción.
De producirse una falla, esta tendría que ser mucho mas prolongada (las 5 horas tomadas como ejemplo).
El tiempo de restablecimiento estipulado en horas tendrá que ser acompañando de un valor equivalente de
TMEF calculando en millones de horas (o sea cientos de años) para obtener una confiabilidad de 99.9999% por enlace.
TMEF = 10^ TMHR
Por ejemplo el tiempo de reparación es de 5 horas, el TMEF debe ser de 5000000 de horas = 570 anos. Si el tiempo de reparación es de 1 hora, el TMEF debe ser 1000000 de horas = 14 anos.
El valor de 32 segundos de TFS en la practica carece de significado efectivo ya que no puede existir en realidad, excepto como una improbable serie de coincidencias. El enlace tendría que funcionar por lo menos durante 570 anos para poder verificar el valor de confiabilidad; en dicho período habrían 569 anos sin ninguna falla y un ano cualquiera con 5 horas de interrupción.
los parámetros de disponibilidad o confiabilidad solo tendrían significado como rendimiento medio en un período de unos 10000 anos, o sea en 10000 enlaces.
En la práctica, para el cálculo de confiabilidad se presentan limitaciones impuestas por el hecho de que los sistemas de microondas generalmente deben funcionar con estaciones repetidoras distribuidas en una amplia región geográfica, incluso algunos puntos de difícil acceso. Este problema se agudiza en el caso de sistemas de muy largo alcance en que se necesita con mayor razón una confiabilidad elevada. Por lo tanto, la suposición de que el TMHR será menor de 1 o 2 horas, no esta de acuerdo con la realidad, incluso, la suposición de un TMHR de 5 horas, puede ser demasiado optimista.
Margarisabel Velasco

TRANSMISION DE MICROONDAS

Un sistema en el que se utilizan localmente las m. Constará fundamentalmente de un generador y de un medio de transmisión de la onda hasta la carga; en caso contrario, tendremos necesidad de un sistema emisor y otro receptor, estando el emisor compuesto por los elementos anteriormente citados, donde la carga sera una antena emisora, mientras que el receptor sera otra antena, medio de transmisión y detector adecuado.
Además de estos elementos existirán otras componentes como pueden ser atenuadores, desfasadores, frecuencimetros, medidores de onda estacionaria, etc.; nosotros nos vamos a circunscribir fundamentalmente a la guía de onda, como elemento fundamental de transmisión a éstas frecuencias. Como ya se ha citado, la guía de onda es esencia una tubería metálica, a través de la cual se propaga el campo electromagnético sin prácticamente atenuación, dependiendo esta del material de que la misma esté fabricada; así, a una frecuencia determinada, y para una geometría concreta, la atenuación será tanto menor cuanto mejor conductor sea el material. A diferencia de lo que ocurre en el medio libre, en el que el haz de ondas electromagnéticas es mas o menos divergente y sus campos transversales electromagnéticos (ondas TEM, ya citadas), en una guía el campo esta confinado en su interior, evitándose la radiación hacia el exterior, y sus campos ya no pueden ser TEM sino que han de hacer necesariamente del tipo TE (campo electrónico transversal a la dirección de propagación), o bien TM (campo magnético transversal) o bien híbridos, es decir, mezcla de TE y TM.
La configuración de la geometría, tipo de excitación de la guía y frecuencia, ocurriendo además que ciertas configuraciones de campo, denominadas modos, solo son posibles a frecuencias superiores a una determinada, denominada frecuencia de corte, existiendo un modo de propagación de dichos campos, el modo fundamental, que posee la frecuencia de corte mínima. Por debajo de esta frecuencia la guía no propaga la energía electromagnética.

APLICACIONES DE LAS MICROONDAS
Sin duda podemos decir que el campo mas valioso de aplicación de las m. es el ya mencionado de las comunicaciones, desde las que pudiéramos denominar privadas, pasando por las continentales e
incontinentales, hasta llegar a las extraterrestres.
En este terreno, las m. actúan generalmente como portadoras de información, mediante una modulación o codificación apropiada. En los sistemas de radar, cabe citar desde los empleados en armamento y navegación, hasta los utilizados en sistemas de alarma; estos últimos sistemas suelen también basarse en efecto DOPPLER o en cambios que sufre la razón de onda estacionaria (SWR) de una antena, pudiendo incluso reconocerse la naturaleza del elemento de alarma. Sistema automático de puertas, medida de velocidad de vehículos, etc.
Otro gran campo de aplicación es el que se pudiera denominar científico. En radioastronomía ocurre que las radiaciones extraterrestres con frecuencia comprendidas entre 10 Mhz y 10Ghz pueden atravesar el filtro impuesto por la atmósfera y llegar hasta nosotros.
Entre estas radiaciones están algunas de tipo espectral, como la línea de 1420 OH, y otras de tipo continuo debidas a radiación térmica, emisión giromagnética, sincrotónica, etc. La detección de estas radiaciones permite obtener información de la dinámica y constitución del universo. En el estudio de los materiales (eléctricos, magnéticos, palmas) las m. se pueden utilizar bien para la determinación de parámetros macroscópicos, como son la permitividad eléctrica y la permeabilidad magnética, bien para el estudio directo de la estructura molecular de la materia mediante técnicas espectroscópicas y de resonancia.

En el campo médico y biológicose utilizan las m. Para la observación de cambios fisiológicos significativos
de parámetros del sistema circulatorio y respiratorio.
Es imposible hacer una enumeración exhaustiva de aplicaciones que, aparte de las ya citadas, pueden ir desde
la mera confección de juguetes hasta el controlar de procesos o funcionamiento de computadores ultra rápidos. Quizá el progreso futuro de las microondas. Esta en el desarrollo cada día mayor, de los dispositivos a estado sólido, en los cuáles se consigue una disminución de precio y tamaño que puede llegar a niveles insospechados; estos sistemas son la combinación de los generadores a semiconductores con las técnicas de circuiteria integrada, fácilmente adaptables a la producción en masa. Sin embargo no todo son beneficios; un crecimiento incontrolado de la utilización de las m, puede dar lugar a problemas no solo de congestión del espectro, interferencias, etc., sino también de salud humana; este último aspecto no está lo suficientemente estudiado, como se deduce del hecho de que los índices de peligrosida sean marcadamente diferentes de unos países a otros.


3. PROPAGACION DE MICROONDAS
Las microondas ocupan una porción del espectro de frecuencias entre 1 y 300 Ghz que corresponde a 10 cm y mm respectivamente, en longitudes de onda. En la práctica son ondas del orden de 1 Ghz a 12 Ghz.

Sub−bandas en las que se divide la banda espectral de las microondas.
Los sistemas de microondas son usados en enlaces de televisión, en multienlaces telefónicos y general en redes con alta capacidad de canales de información.
Las microondas atraviesan fácilmente la ionosfera y son usadas también en comunicaciones por satélites.La longitud de onda muy pequeña permite antenas de alta ganancias.
Como el radio de fresnel es relativamente pequeño, la propagación se efectúa como en el espacio libre. Si hay obstáculos que obstruyan el radio de fresnel, la atenuación es proporcional al obstáculo. De la ecuación se obtiene la atenuación Pr/Pt en enlaces espaciales
Pr/Pt (dB) = Gt (dB) + Gr (dB) +20 log h (m) − 22 − 20 log r (Km)
donde r es la distancia del enlace, h es la longitud de onda Gt Y Gr son las ganancias del transmisor y del receptor receptivamente.

A la atenuación en espacio libre se le agregan algunos valores de atenuación debido a obstáculos:
• 6 dB: Incidencia restante.
• 40 dB: Bloqueo total del haz.
La atenuación puede variar de 6 a 20 dB dependiendo del tipo de superficie que provoca la difracción. Así:
• 6 dB: Para una difracción en filo de cuchilla, con incidencia resante.
20 dB: Difracción con incidencia resante en obstáculo mas redondeado como terreno ligeramente
ondulado o agua que sigue la curvatura de la tierra.
• En condiciones desfavorables las perdidas por reflexión pueden ser de hasta 50 db (propagación sobre mar). Si la superficie es rugosa se consideran despreciables las perdidas por reflexión.
La temperatura efectiva de ruido Te del circuito receptor, referida a los terminales de entrada y la cifra de ruido o (factor de ruido) F de un circuito están relacionados de la siguiente forma:
F = 1 + Te/To
F es la razón de la potencia de ruido real de salida (al conectar en un generador de temperatura normalizado de To=290^oK) y la potencia de ruido de salida que existiría para la misma entrada, si el circuito no tuviera ruidos propios.
Por tanto, se nota que
F = 1 o 0 dB corresponde a Te = 0^K
F = 2 o 3 dB corresponde a Te = 290^oK, etc.

UTILIZACION DE MICROONDAS EN COMUNICACIONES ESPACIALES

Los satélites artificiales han extendido el alcance de la línea de propagación y han hecho posible la
transmisión transoceánica de microondas por su capacidad de admitir anchas bandas de frecuencias. La línea de transmisión puede extenderse por uno de los distintos medios existentes.
El satélite en forma de globo de plástico metalizado exteriormente puede ser empleado como reflector pasivo, en cuyo caso no se necesita equipo alguno en el satélite. Se ha estimado que veinticuatro de tales reflectores pasivos en órbitas polares establecidas al azar alrededor de unos 5000 kilómetros permitirían una transmisión transatlántica que solo se interrumpiría menos de 1% del tiempo. Como segunda posibilidad, el satélite puede emplearse como un receptor activo en microondas, retransmitiendo la señal que recibe, bien instantáneamente o tras un almacenaje hasta que el este próximo a la estación receptora. En este último caso la capacidad del canal queda limitada. Con el satélite en una órbita próxima es decir, inferior a 8000 kilómetros, la pérdida de transmisión es moderada, pero las estaciones terrestres deben tener antenas capaces de explotar casi de horizonte a horizonte. Si el satélite se sitúa en una órbita ecuatorial de veinticuatro horas parecerá como si tuviera fijo sobre algún punto del ecuador, darían una cobertura mundial. Con el satélite fijo en su posición respecto a la tierra y estabilizado en su orientación pueden emplearse antenas grandes y relativamente económicas para lasestaciones terrestres, pudiéndose emplear en el satélite una antena con una directividad modesta.




Satélite artificial en órbita circular. r =42000 Km
desconectado el radio terrestre Rt= 6370 Km se ve que la altura sobre el suelo del satélite será
aproximadamente igual a 36000 Km que es la órbita de clark.
Los piases de la zona tropical y templada usan los satélites estacionarios.
Los países en zonas mas alejadas del ecuador son forzados a incluir la órbita en relación con el ecuador y prescindir así del sincronismo perfecto, por que el desplazamiento del satélite es lento con relación a la tierra.
omo el satélite no debe cargar grandes masas, la potencia de su transmisor es reducida y su antena es relativamente pequeña. Sus ondas deben atravesar la ionosfera terrestre, de ahí el uso de microondas para conseguir altísimas ganancias en las antenas terrestres son parabólicas de grandes dimensiones, aproximadamente igual a 30 m de diámetro con ganancia de 60 dB en 2 Ghz.
Margarisabel Velasco

TRANSMISIÓN SIN CABLES EN MICROONDAS

INTRODUCCION
Cuando se piensa en comunicación de datos generalmente se piensa en comunicación a través de cable, debido a que la mayoría de nosotros tratamos con este tipo de tecnología en nuestro día a día. Haciendo a un lado las complicadas redes cableadas también tenemos la llamada COMUNICACIÓN INALÁMBRICA muy comúnmente a nuestro alrededor.
La Comunicación de data inalámbrica en la forma de microondas y enlaces de satélites son usados para transferir voz y data a larga distancia. Los canales inalámbricos son utilizados para la comunicación digital cuando no es económicamente conveniente la conexión de dos puntos vía cable; además son ampliamente utilizados para interconectar redes locales (LANS) con sus homologas redes de área amplia (WANS) sobre distancias moderadas y obstáculos como autopistas, lagos, edificios y ríos. Los enlaces vía satélite permiten no solo rebasar obstáculos físicos sino que son capaces de comunicar continentes enteros, barcos, rebasando
distancia sumamente grandes.
Los sistemas de satélites y de microondas utilizan frecuencias que están en el rango de los MHz y GHz, usualmente utilizan diferentes frecuencias para evitar interferencias pero comparten algunas bandas de frecuencias.
COMUNICACIÓN VÍA MICROONDAS
Básicamente un enlace vía microondas consiste en tres componentes fundamentales: El Transmisor, El receptor y El Canal Aéreo. El Transmisor es el responsable de modular una señal digital a la frecuencia utilizada para transmitir, El Canal Aéreo representa un camino abierto entre el transmisor y el receptor, y como es de esperarse el receptor es el encargado de capturar la señal transmitida y llevarla de nuevo a señal digital.
El factor limitante de la propagación de la señal en enlaces microondas es la distancia que se debe cubrir entre el transmisor y el receptor, además esta distancia debe ser libre de obstáculos. Otro aspecto que se debe señalar es que en estos enlaces, el camino entre el receptor y el transmisor debe tener una altura mínima sobre los obstáculos en la vía, para compensar este efecto se utilizan torres para ajustar dichas alturas.
ANTENAS Y TORRES DE MICROONDAS
La distancia cubierta por enlaces microondas puede ser incrementada por el uso de repetidoras, las cuales amplifican y redireccionan la señal, es importante destacar que los obstáculos de la señal pueden ser salvados a través de reflectores pasivos.
Las siguientes figuras muestran como trabaja un repetidor y como se ven los reflectores pasivos.
COMUNICACIÓN POR SATÉLITE
Básicamente, los enlaces satelitales son iguales a los de microondas excepto que uno de los extremos de la conexión se encuentra en el espacio, como se había mencionado un factor limitante para la comunicación microondas es que tiene que existir una línea recta entre los dos puntos pero como la tierra es esférica esta línea se ve limitada en tamaño entonces, colocando sea el receptor o el transmisor en el espacio se cubre un área más grande de superficie.
Las comunicaciones vía satélite poseen numerosas ventajas sobre las comunicaciones terrestres, la siguiente
es una lista de algunas de estas ventajas:
• El costo de un satélite es independiente a la distancia que valla a cubrir.
La comunicación entre dos estaciones terrestres no necesita de un gran número de repetidoras puesto que solo se utiliza un satélite.
• Las poblaciones pueden ser cubiertas con una sola señal de satélite, sin tener que preocuparse en gran medida del problema de los obstáculos.
• Grandes cantidades de ancho de bandas están disponibles en los circuitos satelitales generando
mayores velocidades en la transmisión de voz, data y vídeo sin hacer uso de un costoso enlace
telefónico.
• Estas ventajas poseen sus contrapartes, alguna de ellas son:
El retardo entre el UPLINK y el DOWNLINK esta alrededor de un cuarto de segundo, o de medio
segundo para una señal de eco.
• La absorción por la lluvia es proporcional a la frecuencia de la onda.
Conexiones satelitales multiplexadas imponen un retardo que afectan las comunicaciones de voz, por  lo cual son generalmente evitadas.
Un satélite no puede retransmitir una señal a la misma frecuencia a la que es recibida, si esto ocurriese el satélite interferiría con la señal de la estación terrestre, por esto el satélite tiene que convertir la señal recibida de una frecuencia a otra antes de retransmitirla, para hacer esto lo hacemos con algo llamado "Transponders".
Al igual que los enlaces de microondas las señales transmitidas vía satélites son también degradadas por la distancia y las condiciones atmosféricas.
Otro punto que cabe destacar es que existen satélites que se encargan de regenerar la señal recibida antes de retransmitirla, pero estos solo pueden ser utilizados para señales digitales, mientras que los satélites que no lo hacen pueden trabajar con ambos tipos de señales (Análogas y Digitales).
1. MICROONDAS
Se denomina así la porción del espectro electromagnético que cubre las frecuencias entre aproximadamente 3ç Ghz y 300 Ghz (1 Ghz = 10^9 Hz), que corresponde a la longitud de onda en vacío entre 10 cm. y 1mm.
La propiedad fundamental que caracteriza a este rango de frecuencia es que el rango de ondas
correspondientes es comparable con la dimensión físicas de los sistemas de laboratorio; debido a esta peculiaridad, las m. Exigen un tratamiento particular que no es extrapolable de ninguno de los métodos de trabajo utilizados en los márgenes de frecuencias con que limita. Estos dos límites lo constituyen la radiofrecuencia y el infrarrojo lejano. En radiofrecuencia son útiles los conceptos de circuitos con parámetros localizados, debido a que, en general, las longitudes de onda son mucho mayores que las longitudes de los dispositivos, pudiendo así, hablarse de autoinducciones, capacidades, resistencias, etc., debido que no es preciso tener en cuenta la propagación efectiva de la onda en dicho elemento; por el contrario, en las frecuencias superiores a las de m. son aplicables los métodos de tipo OPTICO, debido a que las longitudes de onda comienzan a ser despreciables frente a las dimensiones de los dispositivos.
El método de análisis más general y ampliamente utilizado en m. consiste en la utilización del campo cuenta las ecuaciones de MAXWELL (v), que rigen su comportamiento y las condiciones de contorno metálicos son muy frecuentes a estas frecuencias, cabe destacar que, p.ej, el campo E es normal y el campo H es tangencial en las proximidades externas de un conductor. No obstante, en las márgenes externas de las m. se utilizan frecuentemente los métodos de análisis correspondientes al rango contiguo del espectro; así, a frecuencias elevadas m. son útiles los conceptos de RAYO, LENTE, etc., ampliamente utilizados en óptica, sobre todo cuando la propagación es transversal electromagnética, (TEM, E y B perpendiculares entre sí y a la dirección de propagación) en el espacio libre. Por otro lado, a frecuencias bajas de m, colindantes con las radiofrecuencias, es útil la teoría de circuitos con parámetros distribuidos, en la que toma en cuenta la propagación efectiva que va a tener la onda en un elemento cualquiera. Así, un trozo de cable metálico, que en baja frecuencia representa simplemente un corto circuito que sirve para efectuar una conexión entre elementos, dejando equipotenciales los puntos que une, a alta frecuencia un sistema cuya frecuencia, por efecto peculiar, puede no ser despreciable y cuya autoinducción puede causar una impedancia que sea preciso tomar en cuenta. Entonces es preciso representar este cable a través de su impedancia (resistencia y autoinducción) por unidad de longitud.
Margarisabel Velasco

MODULACION EN MICROONDAS

Los generadores de microondas son generadores críticos en cuanto a la tensión y la corriente de
funcionamiento.
Uno de los medios es no actuar sobre el generador o amplificador pero si utilizar un dispositivo diodo pin en la guía de salida, modulada directamente la amplitud de la onda.
Otro medio es utilizar un desfasador de ferrita y modular la onda en fase. En este caso es fácil obtener modulación en frecuencia a través del siguiente proceso:
En una primera etapa, se modula en FM una portadora de baja frecuencia, por ejemplo 70 Mhz.
En una segunda etapa, esta portadora modulada es mezclada con la portadora principal en frecuencia de Ghz, por ejemplo 10 Ghz.
Un filtro de frecuencias deja pasar la frecuencia suma, 10070 Mhz con sus bandas laterales de 3 Mhz y por lo tanto la banda pasante será de 10067 a 10073 Mhz que es la señal final de microondas.
En el receptor se hace la mezcla de esta señal con el oscilador local de 10 Ghz seguido de un filtro que aprovecha la frecuencia de diferencia 70 Mhz la cual es amplificada y después detectada por las técnicas usuales en FM.

VENTAJAS DE LOS RADIOENLACES DE MICROONDAS COMPARADOS CON LOS SISTEMAS DE LINEA METALICA
• Volumen de inversión generalmente mas reducido.
• Instalación más rápida y sencilla.
• Conservación generalmente más económica y de actuación rápida.
• Puede superarse las irregularidades del terreno.
La regulación solo debe aplicarse al equipo, puesto que las características del medio de transmisión son esencialmente constantes en el ancho de banda de trabajo.
• Puede aumentarse la separación entre repetidores, incrementando la altura de las torres.

DESVENTAJAS DE LOS RADIOENLACES DE MICROONDAS COMPARADOS CON LOSSISTEMAS DE LINEA METALICA

• Explotación restringida a tramos con visibilidad directa para los enlaces. Necesidad de acceso adecuado a las estaciones repetidoras en las que hay que disponer de energía y acondicionamiento para los equipos y servicios de conservación. Se han hecho ensayos para utilizar generadores autónomos y baterías de células solares.
• La segregación, aunque es posible y se realiza, no es tan flexible como en los sistemas por cable
Las condiciones atmosféricas pueden ocasionar desvanecimientos intensos y desviaciones del haz, lo que implica utilizar sistemas de diversidad y equipo auxiliar requerida, supone un importante
problema en diseño.


ESTRUCTURA GENERAL DE UN RADIOENLACE POR MOCROONDAS

EQUIPOS
Un radioenlace esta constituido por equipos terminales y repetidores intermedios. La función de los
repetidores es salvar la falta de visibilidad impuesta por la curvatura terrestre y conseguir así enlaces superiores al horizonte óptico. La distancia entre repetidores se llama vano.
Los repetidores pueden ser:
• Activos
• Pasivos

En los repetidores pasivos o reflectores.
• No hay ganancia
• Se limitan a cambiar la dirección del haz radielectrónico.

PLANES DE FRECUENCIA − ANCHO DE BANDA EN UN RADIOENLACE POR MICROONDAS

En una estación terminal se requieran dos frecuencias por radiocanal.
• Frecuencia de emisión
• Frecuencia de recepción
Es una estación repetidora que tiene como mínimo una antena por cada dirección, es absolutamente necesario que las frecuencias de emisión y recepción estén suficientemente separadas, debido a:
• La gran diferencia entre los niveles de las señales emitida y recibida, que puede ser de 60 a 90 dB.
• La necesidad de evitar los acoples entre ambos sentidos de transmisión.
• La directividad insuficiente de las antenas sobre todas las ondas métricas.

Por consiguiente en ondas métricas (30−300 Mhz) y decimétricas (300 Mhz − 3 Ghz), conviene utilizar cuatro frecuencias (plan de 4 frecuencias).
En ondas centimétricas, la directividad es mayor y puede emplearse un plan de 2 frecuencias.




GENERACION DE MICROONDAS
Quizás fue el MAGNETRON, como generador de m. De alta potencia, el dispositivo que dio pie al desarrolloa gran escala de las m., al abrir paso a la utilización de sistemas de radar durante la II Guerra Mundial; sinembargo, fueron KLYSTRONS, los que dieron una mayor versatilidad de utilización de las m., sobre todo en el campo de las comunicaciones, permitiendo además una mayor comprensión de los fenómenos que tiene en lugar los tubos de m. El principio básico de funcionamiento de estos generadores es la modulación de velocidad de un haz electrónico que al atravesar una cavidad resonante, exita en ella oscilaciones electromagnéticas de la frecuencia de m, deseada. El estudio de los KLYSTRONS obligó a un amplio desarrollo desde los fenómenos de carga espacial, la interpretación de la operación de los tubos Sin embargo, fue el desarrollo de otro tipo de válvulas, las de ONDA PROGRESIVA (TWT,
Travelling−Wave Tube); siglas de ésta clase de tubos, las que dieron lugar a una mejor compresión de los fenómenos que tienen lugar en los haces electrónicos, sobre todo en lo que respecta a las ondas electromecánicas, daban lugar a amplificación o generación de m. Para que este acoplamiento sea efectivo es preciso reducir la velocidad de fase de la onda electromagnética lo cual se hace mediante estructuras
periódicas de entre las cuales la más utilizada es la hélice; de esta forma es posible mantener una iteración continuada entre la onda electromagnética y el haz electrónico, modulado en velocidad, y consecuentemente en densidad, que va cediendo su energía, digamos cinética, a la onda electromagnética. Posteriormente también se desarrollo el tubo de onda regresiva (BWO< Backward− wave oscillator), en el cual la velocidad de fase de la onda va en dirección opuesta al flujo de energía en el circuito, que ofrecí a, además, una mayor amplitud de sintonía en frecuencia mediante control electrónico. Los dispositivos anteriores se basan en la conversión de energía de continuidad en la energía de m, mientras que los amplificadores paramétricos (AMPLIFICADOR, 8) utilizan como fuente de energía una de alterna que convierten, por un procedimiento de mezcla, en la de alta frecuencia deseada. En lugar de utilizar como elemento resistivo, utilizan un elemento reactivo, como puede ser un diodo de capacidad variable, y de aquí el bajo nivel de ruido que se puede lograr. Un fundamento análogo tienen los amplificadores cuánticos MASER.
Son estos amplificadores de bajo nivel de ruido los que han abierto un gran campo de operación en
radioastronomía, así como las intercontinentales vía satélite etc. Un problema conserniente al desarrollo de las m, lo ha constituido hasta ahora el precio elevado de los generadores; ha sido el decubrimiento de los osciladores a semiconductores el que a abaratado, va camino de hacerlo aun más, dichos generadores, con el cual el campo de aplicaciones de las m. Está creciendo a un nivel tal que impide predecir las repercusiones futuras, que incluso pueden ser negativas. Estos dispositivos también tienen una concepción diferente a los usuarios de baja frecuencia esencial en que en los de baja frecuencia los electrones del semiconductor son TIBIOS en el sentido que sus energías no difieren grandemente de la red del material, mientras que en los de m. Los electrones son CALIENTES, con energías eléctricas adquiridas de campos eléctricos elevados, que pueden ser muy superiormente a energía de m.
El primero de estos dispositivos se basó en el denominado efecto GUNN que se presenta en semiconductores compuestos, como el arseniuro de galio, material en el fue inicialmente detectado, y desde entonces se han descrito muchos dispositivos, algunos basados en fenómenos bulímicos en el semiconductor, como los gunn, y otros fenómenos que tienen lugar en uniones de semiconductores.

Medir la velocidad de la luz con un microondas

 




Espectro Electromagnético
La luz que recibimos del Sol, las ondas de radio que recibe nuestro receptor, las microondas que genera nuestro electrodoméstico casero, la radiación ultravioleta retenida en la capa de ozono, la radiación infrarroja transmisora del calor, son radiaciones electromagnéticas que se comportan como ondas (similares al sonido o las olas del mar) cuando viajan por el aire o por el espacio y como partículas cuando interaccionan o chocan con la materia (similar a los perdigones de una escopeta de cartuchos).
Todas estas ondas viajan a la misma velocidad (c = 300.000Km/s), una velocidad tan elevada que la luz necesita poco más de 8 minutos en alcanzar la Tierra desde el Sol. En un segundo, la luz podría dar siete vueltas y media a la Tierra dejando en ridículo al vehículo más veloz que ha creado el hombre,el trasbordador espacial, que puede alcanzar los 27875 km/h en su reentrada a la Tierra.
Lo que distingue a todas estas radiaciones es su longitud de onda, algunas son muy cortas (del tamaño de los átomos) y muy energéticas como los rayos X, causa por la que son utilizados en medicina al penetrar a través del cuerpo humano. Otras, por el contrario, son muy largas (del diámetro de la Tierra) y poco energéticas como las ondas de radio. La luz visible se encuentra en el rango comprendido entre los 380 nm y los 780 nm ( un nanómetro (nm) equivale a la mil millonésima parte del metro).
Para calcular la velocidad de la luz ( c ) tan solo utilizamos la siguiente fórmula: c = l x v donde l (lambda) es la longitud de onda (en metros) y v (nu) es la frecuencia de oscilación de la onda electromagnética, es decir, el número de ondas que se originan cada segundo.
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Elaboración del Experimento
Para calcular la velocidad de la luz no podemos utilizar la luz visible ya que de una forma casera sería imposible determinar su longitud de onda al ser tan pequeña (en torno a la milésima parte del milímetro), por lo que empleamos la longitud de onda que genera nuestro electrodoméstico casero: el microondas, ya que su longitud de onda es en torno a los centímetros.
Las ondas se caracterizan por poseer crestas y valles a lo largo de su longitud de onda (l). A su vez, cuanto mayor es el número de estas oscilaciones mayor es la frecuencia, medida en Herzios (Hz), y con ello la energía de dicha onda, determinada según la fórmula E = h x v
Los puntos más energéticos son las cimas de las crestas, por lo tanto, si podemos detectarlos podríamos medir la distancia entre éstos y con ello hallar la longitud de onda.

La velocidad de la luz es la máxima velocidad que puede alcanzar una partícula según la teoría relativista de Einstein ...
Margarisabel Velasco

TMW Microondas





Descripción del sistema
El sistema de entrenamiento en microondas ha sido concebido con el fin de transmitir conocimientos básicos de la tecnología de hiperfrecuencias a través de ejercicios prácticos. En el paquete básico, se hace énfasis en la propagación de las ondas, tanto en las guías de ondas como al aire libre, estudiándose la influencia que ejercen diversos materiales en la propagación de las ondas o en su atenuación. Asimismo, se establecen los cimientos para comprender cómo funcionan los diferentes componentes de las guías de ondas en el control del flujo de energía. El paquete básico consta de una guía de ondas con diferentes componentes en la banda X, los cuales pueden ser acoplados unos a otros mediante un sistema de fijación instantánea. Esto permite realizar los montajes en el laboratorio de forma más rápida y segura al no ser necesario el tedioso atornillado de los componentes de la guía de ondas en el sistema. Para el montaje estable sobre la mesa de trabajo, se dispone de los soportes ajustables en altura que pueden ser insertados en la parte inferior de los componentes de la guía de ondas. Como generador de hiperfrecuencias se utiliza un oscilador Gunn con circuito resonante sintonizable para la frecuencia de emisión. Para efectuar mediciones con el paquete básico puede utilizarse un osciloscopio o un sistema de medición asistido por PC.


Contenido de los experimentos
TMW Tecnología de microondas
La serie de experimentos "Microondas" forma parte del complejo didáctico "Alta frecuencia" y cubre los siguientes puntos:
• El oscilador Gunn como generador de hiperfrecuencias
• Propagación de las microondas en guías de ondas
• Medición de longitudes de onda en guías de ondas
• Medición de la relación de onda estacionaria (ROE)
• Medición de la impedancia
• Las guías de ondas y su funcionamiento (cavidades resonantes, acopladores en cruz, ...)
• Medición de la frecuencia
• Modulación y demodulación de una portadora de microondas
• Propagación de las ondas al aire libre
Conexión con el ordenador
La utilización de la interfaz , asistida por ordenador, facilita enormemente muchas de las mediciones. Para realizar mediciones al aire libre, con la tecnología de microondas, se han creado, especialmente, instrumentos virtuales para PC con sistemas operativos MS Windows, que permiten trabajar con varios montajes experimentales en el laboratorio. La conexión de la interfaz de medición al ordenador se realiza mediante el puerto USB o el puerto serie.
Margarisabel Velasco

Mediciones de microondas

Mediciones de microondas

Una colección de técnicas especialmente adecuadas para el desarrollo de dispositivos y control de sistemas en los que el tamaño físico de los componentes varía de una fracción significativa de una longitud de onda electromagnética de longitudes de onda.
Prácticamente todos los dispositivos de microondas se acoplan entre sí con una línea de transmisión con una sección transversal uniforme. El concepto de viajar las ondas electromagnéticas en esa línea de transmisión es fundamental para la comprensión de las mediciones de microondas.
En cualquier plano de referencia en una línea de transmisión no se considera que existen dos independientes que viajan las ondas electromagnéticas se mueven en direcciones opuestas. Uno se llama hacia adelante o onda incidente, y el otro a la inversa o refleja la onda. La onda electromagnética se rige por la línea de transmisión y se compone de campos eléctricos y magnéticos asociados con las corrientes eléctricas y voltajes. Cada uno de estos parámetros pueden ser utilizados para examinar las ondas que viajan, pero las mediciones en el desarrollo temprano de la tecnología de microondas a cabo principalmente en las ondas de tensión llevó a la costumbre de referirse sólo a la tensión. Uno de los parámetros de uso muy común es el reflejo de tensión Γ coeficiente, que está relacionado con el incidente, V i, y refleja, las ondas de tensión V r por la ecuación. (1). (1)





Impedancia
La reflexión de tensión Γ coeficiente se relaciona con la impedancia de terminación de la línea de transmisión y la impedancia de la línea en sí. Si una onda se lanza a viajar en una sola dirección en una línea de transmisión uniforme sin reflejos de longitud infinita, no habrá onda reflejada. La impedancia de entrada de la línea de transmisión de esta infinitamente largo se define como su impedancia característica Z 0. Una longitud arbitraria de la línea de transmisión terminada en una impedancia Z 0 también tendrá una impedancia de entrada Z 0. Véase impedancia eléctrica
Si la línea de transmisión se termina en la arbitrariedad compleja carga de impedancia Z L, el coeficiente de reflexión del voltaje complejo Γ L a la terminación está dada por la ecuación. (2).







Incluso cuando no hay una expresión única de Z L y Z 0, como en el caso de las guías de onda uniconductor huecos, el coeficiente de reflexión del voltaje Γ tiene un valor porque es simplemente una relación de tensión. En general, la medición de la impedancia de microondas es la medición de Γ. Tanto la amplitud y la fase de Γ se puede medir por sondeo directo de la onda de voltaje permanente creado a lo largo de una línea de transmisión por las dos ondas que viajan oposición, pero esta es una técnica lenta. Los acopladores direccionales se han utilizado durante muchos años para llevar a cabo mucho más rápido barrido de frecuencias de medición de la magnitud de Γ, y más recientemente el uso de los analizadores de la red automática, bajo control del ordenador ha hecho posible la rápida y medidas precisas de amplitud y fase de Γ sobre frecuencia muy amplia rangos.
El necesario aumento de la potencia de microondas es caro, ya sea la salida de un generador de señales de laboratorio, la potencia de salida de un amplificador de potencia en un satélite, o la energía de cocción de un horno de microondas. Para minimizar este gasto, el poder absoluto debe ser medido. La mayoría de las técnicas implican la conversión de la energía de microondas para calentar la energía que, a su vez, provoca un aumento de la temperatura en un cuerpo físico. Este aumento de la temperatura se mide y es aproximadamente proporcional a la potencia disipada. Todo el dispositivo puede ser calibrado por referencia a las normas de frecuencia eléctrica de baja y la aplicación de las correcciones pertinentes. Véase Radiometría
Los sensores de potencia son simples y pueden hacerse para tener una respuesta de frecuencia muy amplia. Un medidor de potencia se pueden conectar directamente a la salida de un generador a medida disponible una potencia P, o un acoplador direccional puede ser utilizada para permitir la medición de una pequeña fracción de la potencia realmente entregada a la carga.
Dispersión de los coeficientes de
Mientras que la medición del poder absoluto es importante, hay muchas más ocasiones que requieren la medida de poder relativo que es equivalente a la magnitud de la relación de voltaje y se relaciona con la atenuación. También se plantea con frecuencia la necesidad de medir la fase relativa de dos tensiones. Los sistemas de medición que esta capacidad se conocen como analizadores de redes vectoriales, y se utilizan para medir los coeficientes de dispersión de los dispositivos del multi-puerto. El concepto de coeficientes de dispersión es una extensión del coeficiente de reflexión del voltaje aplicado a los aparatos que tienen más de un puerto. El más simple es una de dos puertos. Sus características se puede especificar completamente en términos de una matriz de 2 × 2 de dispersión, los coeficientes de las cuales se indican en la ilustración. La tensión de incidente en el plano de referencia de cada puerto se define como una, y la tensión se refleja es b. Tensiones de A y B están relacionados por la ecuación de la matriz (3), donde (nm S) es la matriz de dispersión de la unión. Escritura de la ecuación. (3) fuera de un dispositivo de dos puertos da las ecuaciones.









Examen de la ecuación. muestra, por ejemplo, que S 11 es el coeficiente de reflexión de tensión mirando al puerto 1, si el puerto 2 está terminado con una carga Z 0 (a 2 = 0).
Heterodino
El principio de heterodinas se utiliza para las mediciones de atenuación de escalar, debido a su amplio rango dinámico y para el análisis de redes vectoriales, debido a su coherencia de fase. La señal de microondas en la frecuencia f s se mezcla con un horno de microondas en la frecuencia del oscilador local f LO, en una mesa de mezclas no lineales. La señal de salida del mezclador a la frecuencia f s - F Lo es una reproducción fiel y amplitud de la fase de la señal de microondas es original, pero con una frecuencia baja, fija de manera que se puede medir simplemente con técnicas de baja frecuencia. Una de las desventajas de la técnica de heterodinas en las frecuencias de microondas más alto es su costo. En consecuencia, el esfuerzo considerable se ha invertido en el desarrollo de analizadores de red multipuerto que utilizan varios detectores de alimentación sencilla y un enfoque de análisis informático que permite medir la amplitud de voltaje, tanto en relación con el costo y la fase de hardware reducido.

Ruido
De medición del ruido de microondas es importante para el campo de las comunicaciones y la radioastronomía. La medición de ruido térmico en frecuencias de microondas es esencialmente la misma que la medición del ruido de baja frecuencia, salvo que haya factores de falta de concordancia que debe ser cuidadosamente evaluado. La disponibilidad de fuentes de ruido de banda ancha de semiconductores con una estable y de alta, la producción de potencia de ruido se ha reducido en gran medida los problemas de desajuste fuente de impedancia debido a una impedancia de atenuador de juego puede ser insertado entre la fuente de ruido y el amplificador de bajo prueba.
Uso de ordenadores
La necesidad de aplicar correcciones calculadas para obtener la mejor precisión en la medición de microondas se ha estimulado la adopción de los ordenadores y instrumentos controlados por computadora. Un beneficio adicional de esta evolución es que las técnicas de medición que son superiores en precisión, pero demasiado pesado para llevar a cabo de forma manual ahora puede ser considerada.

Una de dos puertos inserta entre una carga y un generador de
McGraw-Hill Concise Encyclopedia of Physics. © 2002 by The McGraw-Hill Companies, Inc



Margarisabel Velasco



Tecnología de transistores de microondas basados en Nitruro de Galio (GaN) para aplicaciones Radar

La eficiencia es la clave
Los sistemas Radar más modernos utilizados en aplicaciones militares demandan nuevos requerimientos para los amplificadores de potencia de RF debido a la necesidad de reducir el tamaño, peso y coste. Los mayores cambios en las especificaciones se centran cada vez más en mejorar la eficiencia del amplificador para reducir los requerimientos de potencia DC y mejorar la fiabilidad del sistema a través de una menor disipación de potencia del componente. Los dispositivos de microondas basados en tecnologías de banda prohibida ancha y alta eficiencia permitirán además aumentar las prestaciones del sistema.
La capacitancia parásita y el alto voltaje de ruptura de los HEMT de GaN les hace ideales para funcionar en modos de amplificación de alta eficiencia clase E y clase F. Ambos modos tienen una eficiencia teórica del 100 %. Recientemente, algunos fabricantes de transistores de GaN han implementado amplificadores híbridos de clase E. Resultados típicos obtenidos son 10 vatios de potencia de salida en banda L con eficiencias comprendidas entre el 80% y 90%.
Aethercomm ha entregado recientemente un módulo amplificador de clase F para Banda L. La potencia de salida deseada debía superar los 50 vatios con una eficiencia del 60% para todo el amplificador. Debido a los plazos tan ajustados del programa fue necesario utilizar transistores estándar encapsulados en lugar de desarrollar una solución híbrida a medida.
La etapa final del amplificador de potencia se implementó utilizando un par balanceado de HEMT encapsulados de GaN trabajando en clase F. Las redes de adaptación incluyendo las terminaciones armónicas necesarias para la operación en clase F fueron diseñadas considerando inicialmente un modelo ideal del transistor. A continuación se introdujeron las inductancias y las capacitancias parásitas del encapsulado del transistor y se modificaron las redes de adaptación para mantener las terminaciones armónicas requeridas a nivel del transistor en dado. Posteriormente se simuló el amplificador utilizando un modelo no lineal del transistor y se modificaron las redes de adaptación para optimizar eficiencia y potencia.
Se construyó un prototipo en configuración single-ended para la etapa de salida de clase F. Se obtuvo una eficiencia de drenador del 75%, una potencia de salida de 40 vatios y una ganancia de 16 dB con un ajuste mínimo. Los resultados fueron muy similares a los obtenidos en la simulación. No había disponibles dispositivos de GaN de baja potencia adecuados para la etapa de driver, se diseñó uno de tres etapas utilizando MESFET de GaAs que trabajaban en clase A. Inicialmente se creía que las etapas del driver deberían haber trabajado en un modo de alta eficiencia para así alcanzar la PAE (Power Added Efficiency) requerida; sin embargo, los análisis indicaron que con un dimensionado adecuado de los transistores la operación en clase A era permisible.  El driver tuvo una ganancia de 40 dB y un consumo de potencia de 10 vatios.
La configuración final del amplificador de potencia tuvo una PAE de pico del 63% y una potencia de salida de 75 vatios. El amplificador tenía una potencia de salida de 65 vatios y un 61% de PAE a P2dB. La Tabla 2 muestra las características del amplificador para distintos valores de potencia de salida. Debido a que la etapa final de clase F está polarizada en el umbral, sin corriente de drenador, el amplificador ofrece un amplio rango de funcionamiento para potencias bajas. La ganancia del amplificador alcanza un pico y después comienza a comprimirse cuando se alcanza la máxima potencia de salida. La Tabla 2 muestra la eficiencia de este diseño para distintas potencias de salida.
Aethercomm también ha desarrollado un dispositivo HEMT de GaN de 200 vatios sobre sustrato de SiC diseñado para maximizar la PAE y mantener una alta potencia de salida para una frecuencia de operación de 1215 MHz a 1390 MHz.  Se observaron eficiencias mayores del 56% mientras se mantenía niveles de potencia de salida en exceso de 205 vatios de P3dB.
Muchos SSPA para aplicaciones Radar son diseñados con dispositivos semiconductores de RF configurados para trabajar en clase C. Esta forma de polarización proporciona una operación muy eficiente para una etapa de un único transistor, sin embargo, el transistor de clase C tiene una ganancia tan baja, típicamente 6 dB, que la ventaja ganada en la eficiencia se pierde al necesitarse muchas etapas adicionales de ganancia para alcanzar la potencia deseada de salida.
Conclusión
Los futuros sistemas Radar tales como los basados Radar de phase-array activo requerirán de forma creciente SSPA cada vez más eficientes y pequeños. El deseo de lograr barridos extremadamente rápidos, rangos de detección mayores, la posibilidad de localizar y seguir un gran número de objetivos, una baja probabilidad de ser interceptado y la posibilidad de funcionar como un inhibidor requerirán una tecnología de transistores innovadora y rentable. Recientes desarrollos en el campo de los HEMT de GaN han hecho posible diseñar amplificadores de una gran eficiencia a frecuencias de microondas. Los dispositivos HEMT de GaN proporcionan una alta corriente de pico con una baja capacitancia de salida así como un voltaje de ruptura y una densidad de potencia extremadamente alta. Esta combinación única de características permite a los diseñadores conseguir amplificadores con unas prestaciones en conjunto muy superiores a las logradas con dispositivos basados en las tecnologías alternativas existentes en la actualidad.


Margarisabel Velasco



Fwd: Tecnología de transistores de microondas basados en Nitruro de Galio (GaN) para aplicaciones Radar

El siguiente artículo estudia las características de los principales materiales utilizados en la actualidad para la fabricación de transistores de microondas como son Silicio (Si), Arseniuro de Galio (GaAs), Carburo de Silicio (SiC) y Nitruro de Galio (GaN) y describe como condicionan la operación del transistor cuando se requieren potencias de salida altas, del orden de cientos y miles de vatios, habitualmente las necesarias en aplicaciones Radar.
Se mostrará como los transistores de microondas fabricados con GaN son adecuados para aplicaciones de alta potencia debido a las superiores propiedades físicas y químicas de estos semiconductores. Si además añadimos las modernas técnicas de polarización de alta eficiencia, los transistores fabricados con la tecnología de Nitruro de Galio se perfilan como los candidatos idóneos para ser utilizados en los transmisores de sistemas Radar.
La gran mayoría de los transmisores Radar requieren dispositivos activos que puedan generar una potencia de salida de RF del orden de kilovatios e incluso de megavatios. Habitualmente se utilizan para estas aplicaciones dispositivos basados en tubos de ondas progresivas. Sin embargo, estos dispositivos son voluminosos, caros y pueden tener problemas de fiabilidad. Aunque los amplificadores basados en semiconductores tienen a priori más eficiencia, han estado hasta ahora limitados por el voltaje que se podía aplicar al dispositivo debido al crítico campo de ruptura inherente a estos materiales, lo que hace que se requiera una corriente muy alta y también un mayor tamaño. Trabajar con una corriente de operación alta disminuye la eficiencia debido a las pérdidas y al hecho de que los dispositivos de gran tamaño presentan una alta capacitancia y muy baja impedancia limitando así la frecuencia de operación y el ancho de banda [1]. La tecnología de GaN es ahora capaz de ofrecer una solución a este problema.
Los amplificadores de estado sólido están ya reemplazando a los de tubos de ondas progresivas (TWTA, Traveling Wave Tube Amplifiers) en algunas aplicaciones de microondas de alta potencia. Sin embargo, las bajas tensiones de operación hacen que el circuito asociado sea muy grande lo que implica un dispositivo más complejo a la vez que reduce el yield de producción y la fiabilidad. Las tecnologías de semiconductores de banda prohibida ancha (WBG, Wide Band Gap) como el GaN pueden alcanzar densidades de potencia cinco veces mayores que las de los transistores convencionales de GaAs tanto de efecto de campo como bipolares de heterounión. La ventaja final es la reducción de la complejidad del circuito, mayor ganancia y eficiencia, y también una mayor fiabilidad. En particular, los sistemas Radar se beneficiarán del desarrollo de esta tecnología.
El GaN es el futuro
El desarrollo de semiconductores de banda prohibida ancha, tales como el GaN o aleaciones basadas en GaN, ofrece la posibilidad de fabricar dispositivos activos de RF, especialmente transistores de potencia HEMT (High Electron Mobility Transistor), con una potencia de salida significativamente mayor. Esta mejora en la potencia de salida de RF se debe a las especiales propiedades de este material, de entre otras destacan: alto campo de ruptura, elevado valor de saturación de la EDV (velocidad de Drift de los electrones) y cuando se utilizan sustratos de SiC, mayor conductividad térmica. Los datos mostrados en la Tabla 1 [2] permiten comparar los materiales Si, GaAs, SiC y GaN. La mayor conductividad térmica del SiC y del GaN reduce el aumento de temperatura de la unión debido al autocalentamiento. El campo de ruptura de cinco a seis veces mayor del SiC y del GaN da ventaja a estos materiales frente al Si y el GaAs para dispositivos de potencia de RF [2]. El SiC es un material de banda prohibida ancha (3.2eV) pero tiene una movilidad de electrones baja, lo cual dificulta su uso en amplificadores de alta frecuencia. El SiC está también limitado porque las obleas de este material son caras, pequeñas y de baja calidad.








Aunque la movilidad de los portadores es significativamente mejor en los dispositivos de GaAs, la alta velocidad de pico y de saturación de la EDV de los HEMT de GaN compensa su relativa menor movilidad permitiendo su utilización a altas frecuencias. Estas ventajas del GaN sumadas a la alta linealidad y al bajo ruido de las arquitecturas HEMT abren las puertas a estos dispositivos para su utilización en la fabricación de amplificadores Radar de alta potencia.
Una ventaja adicional de los HEMT de GaN radica en el gran offset de energía entre la banda de conducción del GaN y la capa barrera de AlGaN. Esto permite un aumento significativo de la densidad de portadores en el canal en los HEMT basados en GaN con respecto a otros materiales (hasta 1013cm-2 y más). Si sumamos la posibilidad de utilizar un mayor voltaje conseguimos un aumento en la densidad de potencia. La densidad de potencia es un parámetro muy importante para los dispositivos de alta potencia ya que cuanto mayor es menor es el tamaño del dado y más sencillas son adaptaciones de entrada y salida. En la Figura 1 se muestra el rápido progreso de la densidad de potencia de RF frente al tiempo para un FET (Field-Effect Transistor) de GaN en Banda X.
Los altos voltajes de operación y las altas densidades de potencia que se alcanzan con los dispositivos de RF de banda prohibida ancha ofrecen muchas ventajas en el diseño, fabricación y montaje de amplificadores de potencia en comparación con las tecnologías de LDMOS (Lateral Double-Difusse MOS) de Silicio o la de
MESFET (Metal Epitaxial Semicon-ductor Field Effect Transistor) de GaAs. La tecnología HEMT de GaN ofrece una alta potencia por ancho de canal unitario, lo cual se traduce en dispositivos más económicos y de menor tamaño para la misma potencia de salida, esto no sólo hace que sean más fáciles de fabricar sino que aumenta la impedancia de los dispositivos. El alto voltaje de operación que se consigue con la tecnología de GaN elimina la necesidad de convertidores de tensión y por consiguiente reduce también el coste final del sistema.
El camino está claro
La Figura 2 [2] muestra una gráfica de la potencia de salida frente a la frecuencia para los dispositivos de estado sólido y tubos de microondas que constituyen el actual estado del arte.







Históricamente, lo amplificadores de tubo, tales como los controlados por rejillas, magnetrones, kystrones, tubos de onda progresiva y amplificadores de campos cruzados (CFA, Cross Field Amplifier) han sido usados como amplificadores de potencia en los transmisores Radar. Estos amplificadores generan alta potencia pero habitualmente trabajan con ciclos de trabajo (duty cicle) bajos. Los amplificadores de Klystron ofrecen mayor potencia que los magnetrones a frecuencias de microondas y también permiten el uso de formas de onda más complejas. Los tubos de onda progresiva son similares a los klystrones pero con mayores anchos de banda. Los CFA se caracterizan por tener grandes anchos de banda, poca ganancia y ser compactos.
Los amplificadores de potencia de estado sólido (SSPA, Solid State Power Amplifier) soportan pulsos largos y formas de onda con altos ciclos de actividad. A pesar de que los elementos utilizados en los SSPA tienen individualmente poca amplificación de potencia pueden combinarse para conseguirla. Los transistores bipolares de Silicio, los MESFET de Arseniuro de Galio y los PHEMT (Pseudomorphic HEMT) de Arseniuro de Galio son algunos de los elementos utilizados en los SSPA. Los HEMT de GaN pueden ser combinados para crear un SSPA con una potencia media de salida mayor y por consiguiente un mayor rango de detección del Radar.
Como se puede ver en la Figura 2, los transistores de estado sólido producen niveles de potencia de RF menores de 200 vatios en Banda S y su salida va decreciendo a medida que aumentamos la frecuencia [1]. La potencia de salida de RF de los FETs de GaAs se acerca a los 50 vatios en banda S y a aproximadamente a 1 vatio en banda Ka1. Los FETs de GaAs tienen una la potencia de salida limitada principalmente por la baja tensión de ruptura del drenador1. Los dispositivos semiconductores fabricados con materiales de mayor banda prohibida, tales como el GaN, ofrecen unas prestaciones significativamente mejores.
Con el paso del tiempo han ido apareciendo diferentes figuras de mérito que permiten evaluar los distintos semiconductores con potencial para ser utilizados en aplicaciones que requieren alta potencia a altas frecuencias de trabajo. Mediante estas figuras de mérito se pretende aunar las propiedades más relevantes de los materiales en un valor cualitativo. Así la figura de mérito de Johnson (JFOM = ECR vsat/p) tiene en cuenta el campo de ruptura ECR y la saturación de la EDV Vsat. Como puede verse en la Figura 3 [3], la figura de mérito de Johnson para el GaN es por lo menos 15 veces la del GaAs.
Aethercomm cree que si la tendencia de crecimiento del GaN se mantiene al ritmo actual, el comportamiento previsto para los HEMT de GAN en el año 2010 será el representado en la Figura 4. El GaN pronto superará a todos sus competidores

Margarisabel Velasco



Tecnología de transistores de microondas basados en Nitruro de Galio (GaN) para aplicaciones Radar


El siguiente artículo estudia las características de los principales materiales utilizados en la actualidad para la fabricación de transistores de microondas como son Silicio (Si), Arseniuro de Galio (GaAs), Carburo de Silicio (SiC) y Nitruro de Galio (GaN) y describe como condicionan la operación del transistor cuando se requieren potencias de salida altas, del orden de cientos y miles de vatios, habitualmente las necesarias en aplicaciones Radar.
Se mostrará como los transistores de microondas fabricados con GaN son adecuados para aplicaciones de alta potencia debido a las superiores propiedades físicas y químicas de estos semiconductores. Si además añadimos las modernas técnicas de polarización de alta eficiencia, los transistores fabricados con la tecnología de Nitruro de Galio se perfilan como los candidatos idóneos para ser utilizados en los transmisores de sistemas Radar.
La gran mayoría de los transmisores Radar requieren dispositivos activos que puedan generar una potencia de salida de RF del orden de kilovatios e incluso de megavatios. Habitualmente se utilizan para estas aplicaciones dispositivos basados en tubos de ondas progresivas. Sin embargo, estos dispositivos son voluminosos, caros y pueden tener problemas de fiabilidad. Aunque los amplificadores basados en semiconductores tienen a priori más eficiencia, han estado hasta ahora limitados por el voltaje que se podía aplicar al dispositivo debido al crítico campo de ruptura inherente a estos materiales, lo que hace que se requiera una corriente muy alta y también un mayor tamaño. Trabajar con una corriente de operación alta disminuye la eficiencia debido a las pérdidas y al hecho de que los dispositivos de gran tamaño presentan una alta capacitancia y muy baja impedancia limitando así la frecuencia de operación y el ancho de banda [1]. La tecnología de GaN es ahora capaz de ofrecer una solución a este problema.
Los amplificadores de estado sólido están ya reemplazando a los de tubos de ondas progresivas (TWTA, Traveling Wave Tube Amplifiers) en algunas aplicaciones de microondas de alta potencia. Sin embargo, las bajas tensiones de operación hacen que el circuito asociado sea muy grande lo que implica un dispositivo más complejo a la vez que reduce el yield de producción y la fiabilidad. Las tecnologías de semiconductores de banda prohibida ancha (WBG, Wide Band Gap) como el GaN pueden alcanzar densidades de potencia cinco veces mayores que las de los transistores convencionales de GaAs tanto de efecto de campo como bipolares de heterounión. La ventaja final es la reducción de la complejidad del circuito, mayor ganancia y eficiencia, y también una mayor fiabilidad. En particular, los sistemas Radar se beneficiarán del desarrollo de esta tecnología.
El GaN es el futuro
El desarrollo de semiconductores de banda prohibida ancha, tales como el GaN o aleaciones basadas en GaN, ofrece la posibilidad de fabricar dispositivos activos de RF, especialmente transistores de potencia HEMT (High Electron Mobility Transistor), con una potencia de salida significativamente mayor. Esta mejora en la potencia de salida de RF se debe a las especiales propiedades de este material, de entre otras destacan: alto campo de ruptura, elevado valor de saturación de la EDV (velocidad de Drift de los electrones) y cuando se utilizan sustratos de SiC, mayor conductividad térmica. Los datos mostrados en la Tabla 1 [2] permiten comparar los materiales Si, GaAs, SiC y GaN. La mayor conductividad térmica del SiC y del GaN reduce el aumento de temperatura de la unión debido al autocalentamiento. El campo de ruptura de cinco a seis veces mayor del SiC y del GaN da ventaja a estos materiales frente al Si y el GaAs para dispositivos de potencia de RF [2]. El SiC es un material de banda prohibida ancha (3.2eV) pero tiene una movilidad de electrones baja, lo cual dificulta su uso en amplificadores de alta frecuencia. El SiC está también limitado porque las obleas de este material son caras, pequeñas y de baja calidad.








Aunque la movilidad de los portadores es significativamente mejor en los dispositivos de GaAs, la alta velocidad de pico y de saturación de la EDV de los HEMT de GaN compensa su relativa menor movilidad permitiendo su utilización a altas frecuencias. Estas ventajas del GaN sumadas a la alta linealidad y al bajo ruido de las arquitecturas HEMT abren las puertas a estos dispositivos para su utilización en la fabricación de amplificadores Radar de alta potencia.
Una ventaja adicional de los HEMT de GaN radica en el gran offset de energía entre la banda de conducción del GaN y la capa barrera de AlGaN. Esto permite un aumento significativo de la densidad de portadores en el canal en los HEMT basados en GaN con respecto a otros materiales (hasta 1013cm-2 y más). Si sumamos la posibilidad de utilizar un mayor voltaje conseguimos un aumento en la densidad de potencia. La densidad de potencia es un parámetro muy importante para los dispositivos de alta potencia ya que cuanto mayor es menor es el tamaño del dado y más sencillas son adaptaciones de entrada y salida. En la Figura 1 se muestra el rápido progreso de la densidad de potencia de RF frente al tiempo para un FET (Field-Effect Transistor) de GaN en Banda X.
Los altos voltajes de operación y las altas densidades de potencia que se alcanzan con los dispositivos de RF de banda prohibida ancha ofrecen muchas ventajas en el diseño, fabricación y montaje de amplificadores de potencia en comparación con las tecnologías de LDMOS (Lateral Double-Difusse MOS) de Silicio o la de
MESFET (Metal Epitaxial Semicon-ductor Field Effect Transistor) de GaAs. La tecnología HEMT de GaN ofrece una alta potencia por ancho de canal unitario, lo cual se traduce en dispositivos más económicos y de menor tamaño para la misma potencia de salida, esto no sólo hace que sean más fáciles de fabricar sino que aumenta la impedancia de los dispositivos. El alto voltaje de operación que se consigue con la tecnología de GaN elimina la necesidad de convertidores de tensión y por consiguiente reduce también el coste final del sistema.
El camino está claro
La Figura 2 [2] muestra una gráfica de la potencia de salida frente a la frecuencia para los dispositivos de estado sólido y tubos de microondas que constituyen el actual estado del arte.







Históricamente, lo amplificadores de tubo, tales como los controlados por rejillas, magnetrones, kystrones, tubos de onda progresiva y amplificadores de campos cruzados (CFA, Cross Field Amplifier) han sido usados como amplificadores de potencia en los transmisores Radar. Estos amplificadores generan alta potencia pero habitualmente trabajan con ciclos de trabajo (duty cicle) bajos. Los amplificadores de Klystron ofrecen mayor potencia que los magnetrones a frecuencias de microondas y también permiten el uso de formas de onda más complejas. Los tubos de onda progresiva son similares a los klystrones pero con mayores anchos de banda. Los CFA se caracterizan por tener grandes anchos de banda, poca ganancia y ser compactos.
Los amplificadores de potencia de estado sólido (SSPA, Solid State Power Amplifier) soportan pulsos largos y formas de onda con altos ciclos de actividad. A pesar de que los elementos utilizados en los SSPA tienen individualmente poca amplificación de potencia pueden combinarse para conseguirla. Los transistores bipolares de Silicio, los MESFET de Arseniuro de Galio y los PHEMT (Pseudomorphic HEMT) de Arseniuro de Galio son algunos de los elementos utilizados en los SSPA. Los HEMT de GaN pueden ser combinados para crear un SSPA con una potencia media de salida mayor y por consiguiente un mayor rango de detección del Radar.
Como se puede ver en la Figura 2, los transistores de estado sólido producen niveles de potencia de RF menores de 200 vatios en Banda S y su salida va decreciendo a medida que aumentamos la frecuencia [1]. La potencia de salida de RF de los FETs de GaAs se acerca a los 50 vatios en banda S y a aproximadamente a 1 vatio en banda Ka1. Los FETs de GaAs tienen una la potencia de salida limitada principalmente por la baja tensión de ruptura del drenador1. Los dispositivos semiconductores fabricados con materiales de mayor banda prohibida, tales como el GaN, ofrecen unas prestaciones significativamente mejores.
Con el paso del tiempo han ido apareciendo diferentes figuras de mérito que permiten evaluar los distintos semiconductores con potencial para ser utilizados en aplicaciones que requieren alta potencia a altas frecuencias de trabajo. Mediante estas figuras de mérito se pretende aunar las propiedades más relevantes de los materiales en un valor cualitativo. Así la figura de mérito de Johnson (JFOM = ECR vsat/p) tiene en cuenta el campo de ruptura ECR y la saturación de la EDV Vsat. Como puede verse en la Figura 3 [3], la figura de mérito de Johnson para el GaN es por lo menos 15 veces la del GaAs.
Aethercomm cree que si la tendencia de crecimiento del GaN se mantiene al ritmo actual, el comportamiento previsto para los HEMT de GAN en el año 2010 será el representado en la Figura 4. El GaN pronto superará a todos sus competidores