MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(5)
TERMOCUPLA. La termocupla ha mejorado en los últimos años y hoy día presentan mejores
prestaciones que el
bolómetro a termistor. El principio de la termocupla responde a la ley de Coulomb donde se
afirma que si se calienta el
extremo de un metal se producen electrones libres que migran al otro extremo produciendo un
campo eléctrico lo cual
determina una diferencia de potencial denominado fuerza electromotriz de Thomson.
El efecto Peltier dice que 2 metales diferentes en contacto, como tienen distinta densidad
de electrones, producen una
difusión y una emf (fuerza electromotriz). La termocupla es la unión de 2 metales que se
calientan en un extremo y del otro
se mide la emf. Ambos efectos (emf de Thomson y emf de Peltier) producen un voltaje
termoeléctrico conocido como efecto
Seeback.
La técnica de película delgada unida al metal nitrato de tantalio es la base tecnológica de
las termocuplas actuales. En la Fig
04 se muestra un ejemplo del ensamble usado en la práctica. El nitrato de tantalio es el
material resistivo que se usa para
convertir en calor la potencia eléctrica y se deposita como una película delgada sobre un
sustrato de Si aislado por SiO2. Se
tienen 2 termocuplas de 100 ohm cada una con lo cual en paralelo poseen una impedancia de
50 ohm igual a la de la línea de
transmisión. La salida de la termocupla es de muy bajo nivel (160 nV
para 1 μw) lo cual afecta a la conexión del detector con el voltímetro por
ello lleva anexo al detector un conversor chopeado con amplificador.
DIODO DETECTOR. El diodo detector es un elemento muy usado
para convertir valores pico de potencia en lugar del valor medio como
en los casos anteriores. Su ventaja en pequeños niveles es obvia para ser
usado como monitor permanente en las etapas de potencias de los
equipos transreceptores. Los diodos con juntura metal-semiconductor
Schottky permiten medir hasta niveles de -70 dBm y hasta 18 GHz, por
ejemplo. En la actualidad, existen diseños que permiten medir potencia
promedio en lugar del valor pico y que por lo tanto sirven para
modulación de amplitud como ser en QAM.
El MS-Schottky permite un rango de -20 a -70 dBm y de 10 MHz a 18
GHz. Consiste en un sustrato monocristalino de Si, oxidado en su
superficie (SiO2) para aislación y protección y con un metal de baja
barrera. El diodo detector es 3000 veces más eficiente que la termocupla
en convertir potencia de RF en tensión continua DC; por ello para -70
dBm el diodo entrega 50 nV. Para estos niveles tan pequeños de
potencia se requiere un circuito de conexión con chopeado como para la
termocupla.
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(6)
3- PERDIDA DE RETORNO
Hasta el momento se estudió el Analizador de espectros
(para medir potencia, frecuencia o ruido) y el Analizador de
redes vectoriales (para medir linealidad de amplitud y
retardo de grupo). Ahora se introduce el analizador de redes
escalares SNA (Scalar Network Analysis) que permite medir
impedancia y características de transmisión como ser la
pérdida de retorno. Las magnitudes escalares son aquellas
que solo difieren en módulo, en tanto que las vectoriales
difieren en módulo y en fase. Es así que en la medición de
retardo de grupo se toma en cuenta la distorsión sobre la
fase de la señal. El concepto de magnitud vectorial (números
complejos) fue introducido por el matemático Leonhard
Euler, muerto en 1783 luego de introducir los símbolos –ecomo
base de logaritmos naturales, el símbolo –i- para la
raíz cuadrada de menos uno y el símbolo f( ) para las
funciones.
3.1- BANCO DE MEDICION.
En la Fig 05 se muestra un diagrama muy esquemático del SNA que consiste de 3 componentes:
-Fuente de microondas con barrido (Swepp) para estudiar las características en función de
la frecuencia.
-Separador de señal que toma una nuestra de la señal incidente, reflejada y transmitida.
-El detector de señal que puede ser térmico (termistor, termocupla) o un diodo (Schottky o
de punto de contacto).
-El detector a diodo es más rápido con mayor rango dinámico y ancho de banda.
-El display para desplegar en la pantalla en resultado de las medidas en función de la
frecuencia.
Como separador direccional se utiliza un acoplador direccional, un puente direccional o un
splitter de potencia resistivo. El
puente direccional es similar al conocido puente de Wheatstone. Sobre el separador se
define el factor de acoplamiento entre
la puerta 2-a-3, el factor de aislación entre la puerta 1-a-3 y el factor de directividad
entre la puerta 1-a-2. El instrumento se
utiliza fundamentalmente para medir la adaptación de impedancia entre la salida del
transmisor y cada uno de los elementos
del circuito de antena (circuladores, filtro, guía de onda o cable coaxial y antena). Si
existe una desadaptación de
impedancias (50 ohm en RF) se produce una onda reflejada que disminuye la potencia
transferida a la carga (la antena). La onda reflejada puede interferir sobre los canales
recibidos en la misma guía de ondas. Este efecto es más importante cuando
se trata de los canales N y 1' del plan de frecuencias.
3.2- DEFINICIÓN.
Si la impedancia característica de la línea (guía de onda o cable coaxial) es Zo y la
impedancia de la carga es Zi se define el
coeficiente de reflexión ρ como:
ρ = Vref/Vinc = (Zi-Zo)/(Zi+Zo)
Es decir, es el módulo de la relación entre la señal reflejada y la incidente. Si Zi es
cero la señal reflejada es igual a la
incidente, mientras que si Zi es infinito la señal reflejada está desfasada 180° respecto
de la incidente. Si en cambio existe
una correcta adaptación de impedancias (Zi=Zo) la señal reflejada es cero y por lo tanto la
transferencia de potencia a la
carga es máxima.
Se define en base al coeficiente de reflexión la relación de onda estacionaria VSWR en
Voltaje y la pérdida de retorno RL
(Return Loss) de la siguiente manera:
VSWR = 1+ρ / 1−ρ y RL = -20.log [ρ]
Los valores de ρ se encuentran entre 0 y 1, de VSWR entre 1 e infinito y de RL de 0 a
infinito en dB. En la misma Fig 05 se
muestra el diagrama de RL obtenido sobre un cable coaxial real en la banda de 2,5 GHz. Como
se observa se tiene un ripple
superpuesto. Si en todo el circuito de antena se tiene sólo una reflexión por desadaptación
de impedancia el ripple es una
sinusoide donde:
Δd = Vρ / 2.Δf y Vρ = C / (εr.μr)1/2
con Δd la distancia hasta la irregularidad en m; Δf la periodicidad del ripple en Hz y Vρ
es la velocidad de la onda en m/s
(2.108 m/s en un cable coaxial). Si hay varias fallas el patrón del ripple es más complejo
debido a la superposición de varios
efectos. En la Figura pueden interpretarse 2 patrones uno con un ripple Δf=4 MHz y otro de
Δf=40 MHz, lo cual daría una
reflexión a 25 y 2,5 m respectivamente.
3.3- PERDIDA DE RETORNO DEL CIRCUITO DE MICROONDAS
El método para calcular el valor de RL en función de los componentes individuales del
circuito de antena es el siguiente. El
circuito de antena se divide en 3 componentes:
-Antena y radome (ρ=0,029) y conexión (ρ=0,015)
-Guía de ondas (ρ=0,029; α=2,36 dB)
-Presurización (ρ=0,005) y conexión (ρ=0,015).
Respecto al primer ítem hay que tener en cuenta que el alimentador de guía de ondas
introduce una doble atenuación de ida y
retorno. De esta forma el valor de la antena, radome y conexión que se interpreta como ρa=
0,029+0,015= 0,044 se
transforma en RLa=27,1 dB; y a continuación se le suma la atenuación de 4,7 dB producida
por el alimentador
(correspondiente a 2.α).
El valor total de RL que es 31,8 dB se lo convierte en ρa'= 0,026. Ahora se puede calcular
el valor definitivo sumando los
valores de ρ para la guía de ondas y presurización:
ρ= 0,7.(ρa'+ρb+ρc)= 0,7.0,075= 0,0525 es decir: VSWR=1,1 y RL=25,5 dB
El coeficiente 0,7 es un valor empírico (Andrew Corp) que tiene en cuenta la suma real de
los coeficientes de reflexión ρ.
Para el ajuste de filtros se utiliza la curva de RL preferentemente a la de atenuación At.
La razón de ello es que una pequeña
variación sobre At se traduce en una mayor variación de RL. Por ejemplo, para la secuencia
0,2/0,3/0,4 dB de atenuación la
secuencia de RL es 33/29/27 dB. El ancho de banda puede definirse mejor como RL que como At
en todos los componentes
del circuito de micro-ondas.
YONER J. VARELA E.
CRF
lunes, 15 de febrero de 2010
PUBLICACION 8
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
Referido a las mediciones de distorsión de amplitud y fase, la intermodulación y la pérdida de
retorno del feeder de antena.
1- DISTORSIÓN EN EL VINCULO DE ENLACE
Todo instrumento debe ser hecho por medio de la experiencia.
Leonardo da Vinci
1.1- DISTORSION DE AMPLITUD Y DE FASE
En este caso se hace uso del analizadores de redes vectoriales. De acuerdo con la teoría básica de los medios de transmisión,
el conjunto transreceptor debe comportarse de la siguiente manera:
-La curva Distorsidad vs frecuencia debe ser constante dentro de la banda del canal y
-la característica de Fase vs frecuencia debe ser lineal.
De esta forma las distintas armónicas reciben una ganancia o distorsión idéntica y un retardo proporcional a la distorsión de
onda para que lleguen en fase. Por ejemplo, si para un frecuencia F1 se tiene un retardo de 90° para una F2=2.F1 el retardo
debe ser de 180° para llegar con igual relación de fase. Cualquiera de estas alinealidades produce una distorsión que se
interpreta como una interferencia intersímbolo ISI de la señal digital y por lo tanto se aumenta el número de errores en
presencia de ruido. La evaluación de las alinealidades se efectúa observando las derivada primera de cada una de las
características. Una característica ideal dará lugar a una derivada igual a cero en amplitud y constante en fase.
La derivada matemática de la distorsión de amplitud y de fase (que podemos denominar retardo de grupo) es:
δV/δω para Distorsión de Amplitud
δΦ/δω para Distorsión de fase (ω=2πf)
Conceptualmente: en una carrera de 100 mts los competidores (armónicas) parten en simultáneo, si el tiempo de llegada se
distribuye entre 9 y 11 seg, el retardo de grupo es 2 seg.
ANALIZADOR DE MICROONDAS. El instrumento de medición es el Analizador de redes vectoriales, conocido como
analizador de microondas MLA (Microwave Link Analizer) y sólo puede efectuar un análisis en un entorno del punto. En la
Fig 01 se muestra un diagrama a bloques tanto del transmisor como del receptor del instrumento. El generador (MLA-Tx)
tiene dos osciladores controlables. Uno de ellos genera una señal senoidal de baja frecuencia (18≥fa≥70Hz) seleccionable y
de nivel suficientemente alto (Va) de manera tal que esta señal modula en frecuencia FM a una portadora de frecuencia
intermedia (35, 70 ó 140 MHz). Se produce entonces un barrido cerca de la IF de acuerdo con el nivel de Va. El valor de Va
es tal que el barrido se ajusta hasta intervalos de ±30MHz con centro en la IF.
Por otro lado, un generador senoidal de alta frecuencia (25khz≥ fn ≥5,6MHz) produce un barrido rápido en el entorno del
valor de frecuencia que determina Va. Como este barrido rápido es la base del δf su amplitud Vm debe ser pequeña y
ajustable. La desviación que producirá en la IF es de 100 a 500 kHz. El valor de tensión Vm o Va importa como el desvío de
frecuencia que se produce luego del modulador de FM. En la Fig 02 se ha representado la señal suma de Va con Vm y el
resultado luego de la modulación FM. En el receptor (MLA-Rx) se dispone de un demodulador de FM con el propósito de
obtener la señal Va+Vm distorsionada por los equipos transreceptores y el medio de enlace. Mediante separadores de
frecuencia se puede obtener la señal Va y Vm.
Con Va se maneja el eje X de un osciloscopio ya que Va define un barrido lento con un gran ancho de banda en el entorno
de la IF. Con Vm se manejará el eje Y ya que Vm corresponde a un barrido rápido en el entorno de la frecuencia determinada
por Va. La señal Vm tiene una distorsión de amplitud y fase que se determina mediante un demodulador AM (δV) y PM
(δΦ). El valor de la distorsión corresponde en cada instante de tiempo al valor de frecuencia señalado por Va. La mayoría de
los instrumentos analizadores de redes posee una interfaz de datos paralelo denominada HP-IB (Hewlett Packard Interface
Bus) similar al estándar GP-IB de la norma IEEE 488.2 para interconexión de instrumental.
MEDICIÓN DE DISTORSIÓN. En la Fig 02 en cambio se muestra la plantilla indicada por el fabricante para la distorsión
de amplitud y fase en un equipo de media capacidad (34Mb/s-4PSK). En general los equipos disponen de filtros ajustables
que permiten crear una distorsión igual y contraria al transreceptor. En la Fig 03 se observa la distorsión de fase introducida
por los componentes de un circuito real sobre la frecuencia F1 genérica. El ajuste se realiza con el MLA tratando que ambas
curvas tengan un valor mínimo de distorsión de amplitud medida en dB y de fase medida como retardo de grupo en nseg,
dentro de un ancho de banda determinado. Además de ser mínimo las curvas deberían ser simétricas respecto a la IF.
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(3)
La medición requiere que el control automático de ganancia AGC no esté conectado, es decir debe realizarse con una
ganancia constante. Como la medida se efectúa con una portadora que barre el espectro si el AGC estuviese conectado
producirá una variación de la ganancia en la medida que la frecuencia se mueve y destruiría la medida. El AGC actúa cuando
se transmite un espectro real pero cuando se transmite una frecuencia que efectúa un barrido de la banda se coloca en
operación manual.
Fig 03.
1.2- DISTORSIÓN DE INTERMODULACIÓN
La intermodulación es producida por la alinealidad de los circuitos amplificadores de alta potencia. El efecto se define
típicamente mediante dos frecuencias de entrada F1 y F2, obteniéndose a la salida la serie de componentes:
±m.F1 ±n.F2
Las componentes se reducen en amplitud en la medida que se incrementan los coeficientes m y n. Siendo por ello las más
importantes 2.F1-F2 y 2.F2-F1 (intermodulación de III orden); 3.F1-F2 y 3.F2-F1 (V orden). La medición se efectúa
mediante un generador de multi-tonos ingresando con 3 o 4 frecuencias previo al conversor de radio-frecuencia y
observando el espectro de salida del amplificador de micro-ondas. La atenuación entre los tonos originales y los productos de
intermodulación debe superar un umbral determinado (entre 35 y 50 dB).
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(4)
2- MEDICIÓN DE POTENCIA
La medición de potencia es tan importante que tanto a nivel de IF como RF se disponen de detectores apropiados para el
monitoreo permanente de ella. Existen 3 métodos para medir la potencia: el termistor, la termocupla y el diodo detector.
En la Fig 04 se muestran los 3 casos que convierten la potencia en un nivel de tensión proporcional a aquella.
BOLÓMETRO. El bolómetro es un sensor de potencia que opera cambiando la resistencia en función de la tempertura; el
cambio de la temperatura resulta de convertir la energía en un elemento bolométrico como ser el termistor. El termistor está
construido de óxido metálico. La característica de transferencia y potencia para distintas temperaturas tiene una elevada
alinealidad; por otro lado, existe una notoria falta de reproductividad entre distintos termistores.
El montaje típico consiste en una terminación coaxial o de guía de onda de igual tipo al usado en la línea de antena. El
montaje debe tener baja resistencia y pérdidas y la correcta impedancia para que sólo la potencia disipada en el termistor
pueda ser medida. En la actualidad se coloca un segundo termistor en la configuración para compensar la variación de
temperatura. El termistor se coloca en un puente de Wheatstone balanceado donde uno detecta la temperatura de circuito y el
otro los cambios en la temperatura ambiente.
YONER J. VARELA E.
CRF
Referido a las mediciones de distorsión de amplitud y fase, la intermodulación y la pérdida de
retorno del feeder de antena.
1- DISTORSIÓN EN EL VINCULO DE ENLACE
Todo instrumento debe ser hecho por medio de la experiencia.
Leonardo da Vinci
1.1- DISTORSION DE AMPLITUD Y DE FASE
En este caso se hace uso del analizadores de redes vectoriales. De acuerdo con la teoría básica de los medios de transmisión,
el conjunto transreceptor debe comportarse de la siguiente manera:
-La curva Distorsidad vs frecuencia debe ser constante dentro de la banda del canal y
-la característica de Fase vs frecuencia debe ser lineal.
De esta forma las distintas armónicas reciben una ganancia o distorsión idéntica y un retardo proporcional a la distorsión de
onda para que lleguen en fase. Por ejemplo, si para un frecuencia F1 se tiene un retardo de 90° para una F2=2.F1 el retardo
debe ser de 180° para llegar con igual relación de fase. Cualquiera de estas alinealidades produce una distorsión que se
interpreta como una interferencia intersímbolo ISI de la señal digital y por lo tanto se aumenta el número de errores en
presencia de ruido. La evaluación de las alinealidades se efectúa observando las derivada primera de cada una de las
características. Una característica ideal dará lugar a una derivada igual a cero en amplitud y constante en fase.
La derivada matemática de la distorsión de amplitud y de fase (que podemos denominar retardo de grupo) es:
δV/δω para Distorsión de Amplitud
δΦ/δω para Distorsión de fase (ω=2πf)
Conceptualmente: en una carrera de 100 mts los competidores (armónicas) parten en simultáneo, si el tiempo de llegada se
distribuye entre 9 y 11 seg, el retardo de grupo es 2 seg.
ANALIZADOR DE MICROONDAS. El instrumento de medición es el Analizador de redes vectoriales, conocido como
analizador de microondas MLA (Microwave Link Analizer) y sólo puede efectuar un análisis en un entorno del punto. En la
Fig 01 se muestra un diagrama a bloques tanto del transmisor como del receptor del instrumento. El generador (MLA-Tx)
tiene dos osciladores controlables. Uno de ellos genera una señal senoidal de baja frecuencia (18≥fa≥70Hz) seleccionable y
de nivel suficientemente alto (Va) de manera tal que esta señal modula en frecuencia FM a una portadora de frecuencia
intermedia (35, 70 ó 140 MHz). Se produce entonces un barrido cerca de la IF de acuerdo con el nivel de Va. El valor de Va
es tal que el barrido se ajusta hasta intervalos de ±30MHz con centro en la IF.
Por otro lado, un generador senoidal de alta frecuencia (25khz≥ fn ≥5,6MHz) produce un barrido rápido en el entorno del
valor de frecuencia que determina Va. Como este barrido rápido es la base del δf su amplitud Vm debe ser pequeña y
ajustable. La desviación que producirá en la IF es de 100 a 500 kHz. El valor de tensión Vm o Va importa como el desvío de
frecuencia que se produce luego del modulador de FM. En la Fig 02 se ha representado la señal suma de Va con Vm y el
resultado luego de la modulación FM. En el receptor (MLA-Rx) se dispone de un demodulador de FM con el propósito de
obtener la señal Va+Vm distorsionada por los equipos transreceptores y el medio de enlace. Mediante separadores de
frecuencia se puede obtener la señal Va y Vm.
Con Va se maneja el eje X de un osciloscopio ya que Va define un barrido lento con un gran ancho de banda en el entorno
de la IF. Con Vm se manejará el eje Y ya que Vm corresponde a un barrido rápido en el entorno de la frecuencia determinada
por Va. La señal Vm tiene una distorsión de amplitud y fase que se determina mediante un demodulador AM (δV) y PM
(δΦ). El valor de la distorsión corresponde en cada instante de tiempo al valor de frecuencia señalado por Va. La mayoría de
los instrumentos analizadores de redes posee una interfaz de datos paralelo denominada HP-IB (Hewlett Packard Interface
Bus) similar al estándar GP-IB de la norma IEEE 488.2 para interconexión de instrumental.
MEDICIÓN DE DISTORSIÓN. En la Fig 02 en cambio se muestra la plantilla indicada por el fabricante para la distorsión
de amplitud y fase en un equipo de media capacidad (34Mb/s-4PSK). En general los equipos disponen de filtros ajustables
que permiten crear una distorsión igual y contraria al transreceptor. En la Fig 03 se observa la distorsión de fase introducida
por los componentes de un circuito real sobre la frecuencia F1 genérica. El ajuste se realiza con el MLA tratando que ambas
curvas tengan un valor mínimo de distorsión de amplitud medida en dB y de fase medida como retardo de grupo en nseg,
dentro de un ancho de banda determinado. Además de ser mínimo las curvas deberían ser simétricas respecto a la IF.
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(3)
La medición requiere que el control automático de ganancia AGC no esté conectado, es decir debe realizarse con una
ganancia constante. Como la medida se efectúa con una portadora que barre el espectro si el AGC estuviese conectado
producirá una variación de la ganancia en la medida que la frecuencia se mueve y destruiría la medida. El AGC actúa cuando
se transmite un espectro real pero cuando se transmite una frecuencia que efectúa un barrido de la banda se coloca en
operación manual.
Fig 03.
1.2- DISTORSIÓN DE INTERMODULACIÓN
La intermodulación es producida por la alinealidad de los circuitos amplificadores de alta potencia. El efecto se define
típicamente mediante dos frecuencias de entrada F1 y F2, obteniéndose a la salida la serie de componentes:
±m.F1 ±n.F2
Las componentes se reducen en amplitud en la medida que se incrementan los coeficientes m y n. Siendo por ello las más
importantes 2.F1-F2 y 2.F2-F1 (intermodulación de III orden); 3.F1-F2 y 3.F2-F1 (V orden). La medición se efectúa
mediante un generador de multi-tonos ingresando con 3 o 4 frecuencias previo al conversor de radio-frecuencia y
observando el espectro de salida del amplificador de micro-ondas. La atenuación entre los tonos originales y los productos de
intermodulación debe superar un umbral determinado (entre 35 y 50 dB).
MEDICIONES EN RADIOFRECUENCIA
1510-(4)
2- MEDICIÓN DE POTENCIA
La medición de potencia es tan importante que tanto a nivel de IF como RF se disponen de detectores apropiados para el
monitoreo permanente de ella. Existen 3 métodos para medir la potencia: el termistor, la termocupla y el diodo detector.
En la Fig 04 se muestran los 3 casos que convierten la potencia en un nivel de tensión proporcional a aquella.
BOLÓMETRO. El bolómetro es un sensor de potencia que opera cambiando la resistencia en función de la tempertura; el
cambio de la temperatura resulta de convertir la energía en un elemento bolométrico como ser el termistor. El termistor está
construido de óxido metálico. La característica de transferencia y potencia para distintas temperaturas tiene una elevada
alinealidad; por otro lado, existe una notoria falta de reproductividad entre distintos termistores.
El montaje típico consiste en una terminación coaxial o de guía de onda de igual tipo al usado en la línea de antena. El
montaje debe tener baja resistencia y pérdidas y la correcta impedancia para que sólo la potencia disipada en el termistor
pueda ser medida. En la actualidad se coloca un segundo termistor en la configuración para compensar la variación de
temperatura. El termistor se coloca en un puente de Wheatstone balanceado donde uno detecta la temperatura de circuito y el
otro los cambios en la temperatura ambiente.
YONER J. VARELA E.
CRF
PUBLICACION 7
Las tendencias actuales de la electrónica y las telecomunicaciones
obligan a los profesionales a enfrentarse
a nuevas tecnologías y situaciones cada vez más
complejas.
El conocimiento de la instrumentación junto con las
pruebas y medidas necesarias desde nivel de componente
a sistema de comunicación, no sólo acorta el
ciclo de diseño/desarrollo y pruebas, sino que también
resulta indispensable para la obtención de resultados
precisos y exitosos.
En este seminario, eminentemente práctico, sus
ingenieros presentaron la arquitectura interna de la
instrumentación y los fundamentos de medida teóricos
y prácticos necesarios para la caracterización de dispositivos
en RF en las siguientes áreas: Analizadores
de Espectro, Analizadores de Señal y Aplicaciones
Internas como Ruido de Fase o Figura de Ruido,
Medidores de Potencia, y Analizadores de Redes entre
otras; utilizando como dispositivo bajo prueba en las
demostraciones un Transmisor y Receptor de RF.
El seminario estuvo estructurado en cuatro módulos
impartidos por Héctor Carreño, Ingeniero de
Aplicación de RF y MW, que llevaban por título: "Bases
del Análisis de Espectro", "Bases de las Mediciones de
Potencia", "Bases del Análisis de Señal", "Bases del
Análisis de Red".
Aprender los fundamentos de las mediciones
de microondas
Durante este curso se pretendía hacer un estudio
general de las mediciones de microondas y que los
asistentes aprendieran los fundamentos de estas. Se
estudiaron los principios de las microondas sobre las
líneas de transmisión y las mediciones, el uso adecuado
y el cuidado de los cables y conectores, fuentes de
señal, mezcladoras, y técnicas de modulación; y el uso
de la señal y tipos de aplicaciones de pruebas.
También se pretendió comprender la amplitud, la
frecuencia /fase y modulación digital, red de mediciones
de vectores y el analizador de espectro.
Aprender a interpretar las especificaciones en las
hojas de datos, comprender la importancia de la impedancia
adecuada con concordancia en microondas de
circuitos de alta frecuencia y entender el ruido y su
efecto en los circuitos
de microondas.
Los presentes aprendieron,
entre otras
cosas a explicar la
importancia de las
mediciones y definir los
tipos básicos de estas,
conocieron las dos tecnologías
de sensores de
mayor prevalencia o a
calcular la incer-tidumbre
de medición de
potencia. Por otro lado,
también se destacó que
las mediciones de precisión
son cruciales
para las aplicaciones de
RF y microondas y se
presentaron las soluciones
que ofrece
Agilent para la formación
y el perfeccionamiento
de mediciones y
se hizo hincapié en la
precisión de los sensores
de potencia de la
firma, conforme a las
normas.
Tipos de mediciones
disponibles
• Frecuencia, potencia,
modulación, distorsión
y ruido
• Vigilancia del
espectro
• Emisiones espurias
• Análisis de redes
escalares
YONER J. VARELA E.
CRF
obligan a los profesionales a enfrentarse
a nuevas tecnologías y situaciones cada vez más
complejas.
El conocimiento de la instrumentación junto con las
pruebas y medidas necesarias desde nivel de componente
a sistema de comunicación, no sólo acorta el
ciclo de diseño/desarrollo y pruebas, sino que también
resulta indispensable para la obtención de resultados
precisos y exitosos.
En este seminario, eminentemente práctico, sus
ingenieros presentaron la arquitectura interna de la
instrumentación y los fundamentos de medida teóricos
y prácticos necesarios para la caracterización de dispositivos
en RF en las siguientes áreas: Analizadores
de Espectro, Analizadores de Señal y Aplicaciones
Internas como Ruido de Fase o Figura de Ruido,
Medidores de Potencia, y Analizadores de Redes entre
otras; utilizando como dispositivo bajo prueba en las
demostraciones un Transmisor y Receptor de RF.
El seminario estuvo estructurado en cuatro módulos
impartidos por Héctor Carreño, Ingeniero de
Aplicación de RF y MW, que llevaban por título: "Bases
del Análisis de Espectro", "Bases de las Mediciones de
Potencia", "Bases del Análisis de Señal", "Bases del
Análisis de Red".
Aprender los fundamentos de las mediciones
de microondas
Durante este curso se pretendía hacer un estudio
general de las mediciones de microondas y que los
asistentes aprendieran los fundamentos de estas. Se
estudiaron los principios de las microondas sobre las
líneas de transmisión y las mediciones, el uso adecuado
y el cuidado de los cables y conectores, fuentes de
señal, mezcladoras, y técnicas de modulación; y el uso
de la señal y tipos de aplicaciones de pruebas.
También se pretendió comprender la amplitud, la
frecuencia /fase y modulación digital, red de mediciones
de vectores y el analizador de espectro.
Aprender a interpretar las especificaciones en las
hojas de datos, comprender la importancia de la impedancia
adecuada con concordancia en microondas de
circuitos de alta frecuencia y entender el ruido y su
efecto en los circuitos
de microondas.
Los presentes aprendieron,
entre otras
cosas a explicar la
importancia de las
mediciones y definir los
tipos básicos de estas,
conocieron las dos tecnologías
de sensores de
mayor prevalencia o a
calcular la incer-tidumbre
de medición de
potencia. Por otro lado,
también se destacó que
las mediciones de precisión
son cruciales
para las aplicaciones de
RF y microondas y se
presentaron las soluciones
que ofrece
Agilent para la formación
y el perfeccionamiento
de mediciones y
se hizo hincapié en la
precisión de los sensores
de potencia de la
firma, conforme a las
normas.
Tipos de mediciones
disponibles
• Frecuencia, potencia,
modulación, distorsión
y ruido
• Vigilancia del
espectro
• Emisiones espurias
• Análisis de redes
escalares
YONER J. VARELA E.
CRF
PUBLICACION 6
El principio de los sensores de nivel tipo microondas se basan en un sistema de antenas emite y recibe las microondas ultracortas que se reflejan en la superficie del producto. Las señales se transmiten a la velocidad de la luz, siendo el tiempo entre la emisión y la recepción de las mismas proporcional al nivel de llenado del recipiente. Gracias al procedimiento de propagación especialmente desarrollado para tal fin, se pueden medir de forma fiable y exacta incluso intervalos de tiempo extremadamente cortos. Los sensores de radar funcionan con poca potencia en las bandas de frecuencia C (fecuencias por debajo a 6GHz) y K (frecuencia superior a 20GHz).
Las microondas (ondas de radar) se reflejan por la diferencia de impedancia entre el aire y el producto y el mismo sensor vuelve a detectarla. El tiempo de retorno de la señal es una medida de la altura de la sección vacía del tanque. Si a esta distancia se le resta la altura total del tanque, se obtiene el nivel del producto. El tiempo de retorno se convierte en una señal de salida analógica.
Gracias a la más reciente tecnología de microcontroladores, estos sensores son capaces de reconocer fiablemente la señal correcta, suprimiendo los ecos falsos para medir el nivel de llenado con gran precisión.
1.1 MEDICIÓN DE NIVELES POR MICROONDAS EN LÍQUIDOS
El transmisor de nivel Micropilot funciona según el principio del eco. Una antena de varilla o una antena de trompeta dirige impulsos cortos de microondas de 0,8 ns de duración hacia el producto, éstos se reflejan en su superficie, y la misma antena los detecta a su regreso, esta vez, actuando como receptor (véase la fig. 1). La distancia a la superficie del producto es proporcional al tiempo de retorno del impulso de microondas:
D=C.t/2 D: Distancia del transmisor/superficie del producto.
C: Velocidad de la Luz.
t: Tiempo de tránsito en segundos.
El nivel L es la altura total del tanque vacío, E, menos la distancia medida, D: L = E — D. El nivel L se puede medir hasta justo por debajo de la antena de varilla o la antena de trompeta, de modo que no hay restricciones por distancia. Este instrumento, conocido como Micropilot, opera en la banda de frecuencias para aplicaciones industriales, científicas y médicas, o banda ISM (6 GHz a 26 GHz). Su baja potencia de radiación permite una instalación segura en recipientes metálicos y no metálicos, sin riesgos para los seres humanos o el entorno. La medición de niveles por microondas es virtualmente independiente de la temperatura, de condiciones de altas presiones o vacío, y de la presencia de polvo o vapor. Los impulsos de microondas viajan a la velocidad de la luz y no se ven afectadas por la presencia de vapor.
En la medición de niveles por ultrasonidos, los impulsos de onda sonoros se generan mecánicamente mediante vibraciones del aire, y se reflejan debido a las propiedades mecánicas del medio. En cambio, la medición por microondas consiste en radiación electromagnética que se refleja debido a una variación en la impedancia (es decir, un cambio de la constante dieléctrica del medio en que se refleja). La constante dieléctrica Er del producto debe tener un valor mínimo. Los valores de Er deben estar por encima de 1,4 para aplicaciones en tubos tranquilizadores, o de 1,9 en cualquier otro caso. Por encima de estos valores, los cambios en Er no afectan a la medición. Para productos conductores (> 10 mS/cm), la medición resulta totalmente independiente de er.
Acondicionamiento de la Señal
Un oscilador de alta frecuencia (HF) genera una señal de microondas básica de 6 GHz. Un generador de impulsos de onda que genera una frecuencia de 3,6 Mhz transmite por la antena la alta frecuencia original. La señal se refleja en el producto y regresa de nuevo al receptor por la antena. Luego, la señal recibida y la señal de referencia, con la misma pulsación de 3,6 MHZ, pero reducida en 43,7 Hz, se envían a un mezclador de frecuencias. Cuando el impulso de referencia se mezcla con el transmitido (incluyendo el impulso reflejado), la señal aumenta en un factor 82.380, con lo que se obtiene un impulso 'de muestra' de 43,7 Hz (= 3,6 MHz / 82.380) con una frecuencia portadora de 70 kHz (= 6 GHz / 82.380). Esta señal 'de muestra', de frecuencia más baja y más fácil de manejar, tiene la misma forma y contiene la misma información de reflexión que la señal original transmitid. Después de procesar la señal, sólo 44 curvas por segundo se emplean para lo análisis estadísticos y se convierten en una señal de salida.
La calidad de la señal de microondas reflejada puede depender de la cantidad y del tipo de espuma presente. Si la espuma es densa conductora, la reflexión se producirá en la espuma, en vez de en la superficie del producto. Si, por el contrario, la espuma es no conductora y no demasiado espesa, la señal aún se reflejará en la superficie del producto.
El empleo de agitadores o la existencia de olas reduce la amplitud de la señal reflejada, si ésta era suficiente. Un indicador de nivel por microondas es una medición por tiempo de retomo de las ondas y, por ello, no depende de la amplitud de la señal de retorno. El empleo de indicadores de nivel por impulsos de onda presenta ciertas ventajas respecto a los indicadores de nivel conocidos como FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave), onda continua de frecuencia modulada). Un instrumento FMCW emite una señal de alta frecuencia de modo continuado, lo cual significa que su potencia efectiva es unas 6 veces superior a la potencia efectiva de un indicador de nivel por impulsos de onda. Por este motivo, en algunos países no se permite el empleo de instrumentos FMCW en aplicaciones abiertas a la atmósfera y/o su uso se regula mediante la adquisición de licencias. Por el contrario, el empleo de indicadores de nivel industriales basados en señales de impulsos de microondas se permite con toda libertad y no está sujeto a restricciones ni a la adquisición de licencias. La potencia de un solo impulso (de cualquier indicador de nivel por impulsos) es doscientas veces superior, por lo que la señal es más efectiva en condiciones de medición desfavorables.
Criterios de selección
La elección de un instrumento de medición de niveles por impulsos de microondas adecuado para cada aplicación depende de los factores siguientes:
l. La resistencia química, la presión de proceso y la temperatura de la antena determinan el material de la antena y de la brida.
2. El campo de medida deseado y las condiciones de proceso tales como Er, olas o remolinos y espuma determinan el tamaño de la antena.
3. El tipo de tanque (de almacenamiento, depósitos reguladores o de proceso) y el tipo de montaje (espacio abierto, tubo tranquilizador o derivación).
4. La precisión requerida y los requisitos de calidad exigidos por Ex.
El primer aspecto que se suele considerar se refiere al campo de medida deseado para una aplicación determinada (por ejemplo, en un tanque de almacenamiento en calma, en un depósito regulador o en un tanque de proceso con agitador). Un tubo tranquilizador o una derivación a la práctica se pueden ver también como un tanque de almacenamiento en calma y presentan el campo de medida máximo. Los valores bajos de la constante dieléctrica y la presencia de olas favorecen la atenuación de la señal, y hacen disminuir el campo de medida máximo de 35 m. Cada tipo de instrumento tiene su propia lista de aplicaciones adecuadas para cada tipo de tanque, montaje y producto (véase el ejemplo de la fig 3 para dos diámetros distintos).
Las indicaciones B, C y D representan varios líquidos: B = liquidas no conductivos tales como productos petroquímicos con una constante dieléctrica de Er = 1,9 ... 4; C = ácidos concentrados, disolventes orgánicos, ésteres, alcoholes y acetonas con una constante dieléctrica de Er = 4 ... 10; Y D = líquidos conductores, disoluciones en agua y ácidos diluidos con una constante dieléctrica Er > 10. Los impulsos electromagnéticos se emiten mediante una antena, que puede ser de trompeta de diámetros DN80, DN100, DN150, DN200 Y DN250, o de varilla, de 390 mm o 540 mm de longitud. La antena de trompeta de acero inoxidable puede soportar una temperatura máxima de 400 ºC y 100 bar de presión (aunque no al mismo tiempo), mientras que la antena de varilla (PTFE o PPS) puede soportar una temperatura máxima de 150 ºC y 40 bar de presión (aunque no a la vez).
Propiedades importantes de la antena de trompeta y cuándo empleada:
· Cuando pueden formarse condensaciones en la antena
· Para empleo en tubuladuras > 250 mm
· Para campos de medida mayores
· Para condiciones de presión y temperatura mayores
· Mayor robustez
· Se adapta mejor a aplicaciones en derivaciones
· En caso de reflexión débil (er baja o olas).
Propiedades importantes de la antena de varilla y cuándo empleada:
· Resistencia química (completamente PTFE)
· Acoplamientos a proceso pequeños
· Tubuladuras estrechas
· Cuando se pueden producir adherencias en la tubuladura.
Montaje
El impulso de microondas debe llegar sin problemas a la superficie del producto siempre que sea posible. Cada objeto que se interponga con el haz produce una señal de eco, mayor cuanto más cerca esté el objeto (véase la fig. 4 (A)). Si no se puede elegir una posición de montaje diferente que evite los ecos fuertes, éstos interferirán con la medición y se deberán suprimir durante el calibrado. Éste se lleva a cabo de manera parecida a la medición por ultrasonidos con la opción TDT (Time Dependent Threshold, umbral función del tiempo). Puesto que las microondas están polarizadas, el haz de radiación tiene que ser perfectamente paralelo a la pared del recipiente, de modo que la marca de alineación en el acoplamiento de brida o de cable debería colocarse paralela a la pared del recipiente (véase la fig. 4 (B)). Evite una posición central en el tanque y manténgala separada (por lo menos 300 mm.) de accesorios, entradas, aros, tuberías y paredes. E] eje del transmisor debe estar perpendicular a la superficie del producto. El nivel máximo se alcanza justo debajo de la antena o antena de trompeta, de modo que no hay restricciones por distancia.
Figuras 4. Ángulo de emisión y Posición en la curvatura respectivamente.
La arista frontal de la antena de varilla y la parte cónica de las antenas de trompeta deben estar encaradas hacia el tanque (véanse las fig. 5). Evite ¡as mediciones a través de la cortina de vertido del producto o en el remolino. Preste atención a las instrucciones de montaje de la hoja de especificaciones para el montaje del tubo tranquilizador y del conducto (tubo de inmersión) en derivación. Las tuberías deben ser metálicas, tener un diámetro constante y montarse junto al diámetro de la antena de trompeta. Para que el producto se mezcle mejor, en el tubo tranquilizador se pueden abrir ranuras de un tamaño determinado (véase la fig. 6 (A)). Se puede emplear una válvula de bola de paso total que cierre el punto de medición para las tareas de mantenimiento (véanse la fig. 6 (B) y, en la práctica, la fig. 8). Para casos en que existan tubuladuras elevadas o incluso tubuladuras inclinadas que no se adecúen a las exigencias de montaje especificadas, existen extensiones de antena especiales y extensiones curvas.
Características eléctricas y electrónicas
El indicador de nivel por microondas se tiene que conectar a una fuente de alimentación CC o CA, indistintamente. La energía de alta frecuencia radiada es baja (alrededor de 0,2 mW de potencia efectiva, lo cual representa 500 veces menos que un teléfono móvil, y 2.500 veces menos que el ritmo de dispersión de radiación de un horno de microondas). Por lo tanto, los indicadores de nivel industriales basados en impulsos de señal de microondas son seguros y, por otra parte, no están sujetos a adquisición de licencias o cualquier otro tipo de regulación. La señal de salida es de 4-20 mA (activa o pasiva) y algunos instrumentos tienen una salida de relé adicional para la función de alarma. Para funcionamiento remoto, el Micropilot se puede distribuir con uno de los cuatro módulos de comunicación siguientes:
· protocolo PROFIBUS
· protocolo HART
· interfase RS--185
· bus de campo Foundation
Las versiones no equipadas con interfase digital se configuran mediante un módulo de visualización portátil. Para versiones Ex (ATEX II 1/2 G), esta unidad es intrínsecamente segura. Esta unidad de calibrado compacta, que comprende un visualizador, un teclado y un indicador de error (véase la fig. 10), va introducida en el compartimiento de conexiones del transmisor. Un cable corto permite manipularlo con facilidad, incluso cuando el transmisor está en una posición embarazosa. El visualizador, de cuatro líneas de texto claro, muestra lo que se está haciendo y lo que hay que hacer a continuación. También muestra la curva de la sena] envolvente cuando el instrumento la detecta. También hay un modelo ATEX EEx de ia IIc T6/T4 (seguridad intrínseca).
Tanto si se configura con el módulo de visualización, con el software de configuración (ToF-Tool), desde un terminal portátil o por un sistema de bus, el Micropilot se maneja siempre a partir de un menú de configuración con campos de entrada y salida de información.
Aplicaciones
Los instrumentos de indicación y medición de niveles por microondas se emplean en situaciones en que las ventajas de otros indicadores de nivel de no contacto con el producto como, por ejemplo) los ultrasonidos, son obvias, pero no pueden funcionar debido a las condiciones de trabajo, por ejemplo, altas presiones, presiones muy bajas (vacío), altas temperaturas o composición del aire. Por ello, las microondas se emplean a menudo en procesos químicos y en aplicaciones de almacenamiento
un indicador de nivel por microondas se emplea en un tanque de almacenamiento por condensación de hidrocarburo a alta presión. El instrumento se monta en un tubo tranquilizador que disponga de una válvula de bola) de modo que se pueda acceder a éste sin necesidad de alterar el proceso. Por supuesto, el indicador de nivel por microondas de esta aplicación cumple las exigencias Ex. En la fig. 8, el indicador de nivel por microondas se emplea en un tanque de almacenamiento de mercaptano. Por razones de seguridad, se añade un interruptor de nivel de diapasón, o L1QUIPHANT (en la parte delantera), como alarma independiente de detección de nivel alto (HLA, High Leve! Alarm).
Medidor de nivel usado en tanque de mercaptano.
En la fig. 9, se emplea un indicador de nivel por microondas para una cuba de purines en una aplicación aparentemente sencilla que, en principio) se podría haber resuelto con un indicador de nivel por ultrasonidos. Pero la espuma conductora absorbe toda la energía acústica y, en cambio, refleja la energía electromagnética.
Uso de medidor de nivel Sobre un tanque abierto de purines.
Modelos
Hay cuatro tipos de indicadores de nivel por microondas (véase la fig. 10): 1) Tipo estándar, precisión de 10 mm. con antena de varilla o antena de trompeta para aplicaciones generales. 2) Un modelo de mayor precisión (±3 mm.) con una pequeña antena de trompeta. 3) Tipo de sensor planar con una precisión de 1 mm. para aplicaciones en tubos tranquilizadores, por ejemplo para uso en aplicaciones de almacenamiento de fluidos en custodia y en productos caros. 4) Lo mismo que tres pero con una antena parabólica planar para medición en espacios abiertos.
1.2 MEDICION DE NIVELES POR MICROONDAS EN SOLIDOS La industria de telecomunicaciones por cable desarrolló el principio de la medición de niveles por microondas guiadas, o TDR (Time Domain Reflectometry, reflectometría de dominio temporal) para detectar una rotura en su extensa red de cable. Cuando se transmite un impulso de radar por el cable, el tiempo que la señal de retorno necesita para su recorrido, varía debido a que el circuito abierto o cortocircuitado presenta impedancias diferentes (es decir, por la distancia). Anualmente, este método se emplea para la medición de niveles (véase la fig. 11) en presencia de grandes cantidades de polvo, porque los instrumentos de medición por ultrasonidos pueden fallar debido a un elevado contenido de polvo y los indicadores de nivel de sondeo por microondas libres tampoco pueden usarse debido a que los sólidos secos no reflejan la energía emitida.
La tecnología TDR difiere de la del radar convencional en que los impulsos de microondas se emiten en una amplia banda de frecuencias (200 kHz hasta 1,2 GHz). La tecnología TDR emplea microimpulsos electromagnéticos que viajan por cable (ondas guiadas) y se reflejan debido a un cambio súbito en la constante dieléctrica. En medición de niveles, el cambio en el valor de la constante dieléctrica se corresponde con la interfase aire/producto. La distancia D a la superficie del producto es proporcional al tiempo de retorno del impulso, , donde C es la velocidad de propagación. Es importante el hecho de que la potencia de los impulsos emitidos es muy baja (menos de 1 microwatio) y que están guiados, por lo que apenas se disipa energía. Por este motivo, la intensidad (amplitud) de la señal que retorna será casi la misma si el nivel del producto está entre 3 m y 10m de la brida.
Así como en la medición por ultrasonidos y por microondas se emplea el método de la curva envolvente, en la técnica de medición TDR cada cable sonda se representa por 512 puntos digitales, independientemente de la longitud de éste. Se recoge una muestra del comportamiento de los impulsos reflejados en cada punto de la sonda y la información acumulada sobre el ciclo de muestreo se procesa y se convierte en información acerca del nivel del producto. El principio del tiempo de retorno de las microondas guiadas se emplea en indicadores de nivel para sólidos de hasta 20 m y se conoce con el nombre de Levelflex. La baja potencia de la energía de radar permite su instalación segura en contenedores y silos tanto no metálicos como metálicos sin riesgos para los seres humanos ni el entorno. No se requiere ningún tipo de licencias. Otra diferencia entre los indicadores de nivel por microondas en espacio abierto y los instrumentos por TDR es que, en los primeros, la misma estructura, otros posibles montajes en el silo y el extremo del cable sonda también se detectan y se devuelven más impulsos que propiamente el del nivel del producto. Por esta razón se lleva a cabo el llamado "mapa sonda" que confirma que el impulso recibido es el del nivel del producto (véase la fig. 14). Este "mapeado" se efectúa generalmente en la fábrica para las longitudes de la sonda especificadas y sólo es necesario en caso de montajes especiales o de reducción de la longitud de la sonda.
Los instrumentos de medición de nivel por microondas guiadas sirven para una amplia variedad de sólidos de hasta un tamaño de grano de 20 mm y con valores de la constante dieléctrica de 1,8 o superiores. No se ven afectados por la humedad ni por los cambios en la composición, ni por la presión o la temperatura. La presencia de grandes cantidades de polvo, vapor, adherencias, ruido acústico o el ángulo de talud del producto tampoco afectan a la medición. El indicador no tiene partes móviles que se desgastan o se estropean. La salida suele ser de 4-20 mA, pero el sistema se puede integrar con la interfase RS 485, los protocolos HART o PROFIBUS O con el Fieldbus Foundation. El indicador es capaz de efectuar mediciones en un rango que abarca desde 30 cm. a partir de la conexión a proceso hasta 35 cm del extremo del peso del sensor o el punto de sujeción
Montaje
El instrumento se monta mediante una rosca BSP 1 ½ ", o con una conexión a proceso NPT, o con una brida. Hay dos modelos, uno con un cable de 4 mm. de diámetro (longitud máxima de la sonda: 10m) y uno con un cable de 8 mm. de diámetro (longitud máxima de la sonda: 20 m). Durante el llenado y el vaciado el producto ejerce una carga que está limitada a un valor máximo que no se debe rebasar: 10 ki'\l para el cable de 4 mm. y 40 kN para el de 8 mm.; y por supuesto, el montaje en el techo del silo también debe ser capaz de soportar estas fuerzas. Para evitar que la sonda se incline hacia una tubuladura o un acoplamiento que sobresalga, el contrapeso del extremo de la cuerda debe estar encarado hacia el silo y el diámetro de la tubuladura debería ser, por lo menos, tan alto como ancho (véase la fig. 13 (A)). Para evitar falsos cambios de impedancia, el cable tiene que colgar libremente por lo menos a 30 cm. de la pared o de cualquier otro objeto del silo. Es posible montar este sistema en silos parcialmente llenos; después de hacer un mapa de ajuste parcial, el sistema estará listo para la medición. Durante el vaciado, el cable del silo se estira totalmente (véase la Fig. 13 (B)). Si se prevé que el producto vaya a mover el cable a menos de 30 cm. de la pared del silo, el extremo de la sonda se puede anclar a la parte inferior (o parte cónica) del silo. Si además, se ata sin ningún tipo de aislante, actuará como una toma de tierra.
Modelos
Hay dos tipos de modelos disponibles para varias longitudes de medición máximas. El primer tipo, con un cable de 4 mm., abarca una longitud de medición máxima efectiva de 19m35, y resiste una fuerza de tracción máxima de 10 kN. El segundo tipo tiene un cable de 8 mm. de diámetro que permite un campo de medida efectivo de 19m35 y resiste una fuerza de tracción por fricción máxima de 40 kN, por lo cual, tiene un mecanismo de acoplamiento mecánico especial entre el cabezal y la rosca de conexión a proceso o la brida. Ambos tipos se pueden emplear con un peso de sonda o con grapas de amarre según los casos mencionados. Las sondas atadas con grapas de amarre se recomiendan si el movimiento del producto puede producir un movimiento no deseado del cable sonda. En ocasiones, la sonda se puede recubrir con un material resistente a la corrosión. Sondas de mayor longitud, están disponibles como versión especial.
Aplicaciones
Los instrumentos de medición de nivel por microondas guiadas se emplean en todo tipo de silos, contenedores ti otros recipientes que contengan áridos o materiales brutos cuyo tamaño de los granos no sobrepase los 20 mm. y el campo de medida no exceda los 20 m. Incluso en materiales pulverulentos como ceniza volante y cemento así como granos, granulados o copos, estos instrumentos dan un buen resultado aunque el producto tenga una constante dieléctrica tan baja como 1,8. Incluso en silos altos y delgados o en silos de formas especiales con travesaños u obstáculos, estos indicadores de nivel proporcionan una medición fiable. También se pueden emplear en aplicaciones con materiales pulverulentos como serrín) con telas o con productos reflectantes brillantes. Su montaje es fácil Y su ajuste suele venir de fábrica.
Ajuste
Como se ha dicho, el ajuste de los indicadores de nivel por microondas guiadas a las longitudes especificadas suele hacerse en fábrica. Sólo es necesario efectuar un nuevo ajuste ("mapeado" de la sonda) si hay obstáculos a menos de 30 cm. del cable sonda, o en caso de recorte de éste. El "mapeado" de la sonda se lleva a cabo en un silo vacío mediante un ajuste de la matriz de cuatro teclas que hay en la electrónica o por calibrado remoto mediante comunicación inteligente, por ejemplo, con HART.
YONER J. VARELA E.
CRF
Las microondas (ondas de radar) se reflejan por la diferencia de impedancia entre el aire y el producto y el mismo sensor vuelve a detectarla. El tiempo de retorno de la señal es una medida de la altura de la sección vacía del tanque. Si a esta distancia se le resta la altura total del tanque, se obtiene el nivel del producto. El tiempo de retorno se convierte en una señal de salida analógica.
Gracias a la más reciente tecnología de microcontroladores, estos sensores son capaces de reconocer fiablemente la señal correcta, suprimiendo los ecos falsos para medir el nivel de llenado con gran precisión.
1.1 MEDICIÓN DE NIVELES POR MICROONDAS EN LÍQUIDOS
El transmisor de nivel Micropilot funciona según el principio del eco. Una antena de varilla o una antena de trompeta dirige impulsos cortos de microondas de 0,8 ns de duración hacia el producto, éstos se reflejan en su superficie, y la misma antena los detecta a su regreso, esta vez, actuando como receptor (véase la fig. 1). La distancia a la superficie del producto es proporcional al tiempo de retorno del impulso de microondas:
D=C.t/2 D: Distancia del transmisor/superficie del producto.
C: Velocidad de la Luz.
t: Tiempo de tránsito en segundos.
El nivel L es la altura total del tanque vacío, E, menos la distancia medida, D: L = E — D. El nivel L se puede medir hasta justo por debajo de la antena de varilla o la antena de trompeta, de modo que no hay restricciones por distancia. Este instrumento, conocido como Micropilot, opera en la banda de frecuencias para aplicaciones industriales, científicas y médicas, o banda ISM (6 GHz a 26 GHz). Su baja potencia de radiación permite una instalación segura en recipientes metálicos y no metálicos, sin riesgos para los seres humanos o el entorno. La medición de niveles por microondas es virtualmente independiente de la temperatura, de condiciones de altas presiones o vacío, y de la presencia de polvo o vapor. Los impulsos de microondas viajan a la velocidad de la luz y no se ven afectadas por la presencia de vapor.
En la medición de niveles por ultrasonidos, los impulsos de onda sonoros se generan mecánicamente mediante vibraciones del aire, y se reflejan debido a las propiedades mecánicas del medio. En cambio, la medición por microondas consiste en radiación electromagnética que se refleja debido a una variación en la impedancia (es decir, un cambio de la constante dieléctrica del medio en que se refleja). La constante dieléctrica Er del producto debe tener un valor mínimo. Los valores de Er deben estar por encima de 1,4 para aplicaciones en tubos tranquilizadores, o de 1,9 en cualquier otro caso. Por encima de estos valores, los cambios en Er no afectan a la medición. Para productos conductores (> 10 mS/cm), la medición resulta totalmente independiente de er.
Acondicionamiento de la Señal
Un oscilador de alta frecuencia (HF) genera una señal de microondas básica de 6 GHz. Un generador de impulsos de onda que genera una frecuencia de 3,6 Mhz transmite por la antena la alta frecuencia original. La señal se refleja en el producto y regresa de nuevo al receptor por la antena. Luego, la señal recibida y la señal de referencia, con la misma pulsación de 3,6 MHZ, pero reducida en 43,7 Hz, se envían a un mezclador de frecuencias. Cuando el impulso de referencia se mezcla con el transmitido (incluyendo el impulso reflejado), la señal aumenta en un factor 82.380, con lo que se obtiene un impulso 'de muestra' de 43,7 Hz (= 3,6 MHz / 82.380) con una frecuencia portadora de 70 kHz (= 6 GHz / 82.380). Esta señal 'de muestra', de frecuencia más baja y más fácil de manejar, tiene la misma forma y contiene la misma información de reflexión que la señal original transmitid. Después de procesar la señal, sólo 44 curvas por segundo se emplean para lo análisis estadísticos y se convierten en una señal de salida.
La calidad de la señal de microondas reflejada puede depender de la cantidad y del tipo de espuma presente. Si la espuma es densa conductora, la reflexión se producirá en la espuma, en vez de en la superficie del producto. Si, por el contrario, la espuma es no conductora y no demasiado espesa, la señal aún se reflejará en la superficie del producto.
El empleo de agitadores o la existencia de olas reduce la amplitud de la señal reflejada, si ésta era suficiente. Un indicador de nivel por microondas es una medición por tiempo de retomo de las ondas y, por ello, no depende de la amplitud de la señal de retorno. El empleo de indicadores de nivel por impulsos de onda presenta ciertas ventajas respecto a los indicadores de nivel conocidos como FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave), onda continua de frecuencia modulada). Un instrumento FMCW emite una señal de alta frecuencia de modo continuado, lo cual significa que su potencia efectiva es unas 6 veces superior a la potencia efectiva de un indicador de nivel por impulsos de onda. Por este motivo, en algunos países no se permite el empleo de instrumentos FMCW en aplicaciones abiertas a la atmósfera y/o su uso se regula mediante la adquisición de licencias. Por el contrario, el empleo de indicadores de nivel industriales basados en señales de impulsos de microondas se permite con toda libertad y no está sujeto a restricciones ni a la adquisición de licencias. La potencia de un solo impulso (de cualquier indicador de nivel por impulsos) es doscientas veces superior, por lo que la señal es más efectiva en condiciones de medición desfavorables.
Criterios de selección
La elección de un instrumento de medición de niveles por impulsos de microondas adecuado para cada aplicación depende de los factores siguientes:
l. La resistencia química, la presión de proceso y la temperatura de la antena determinan el material de la antena y de la brida.
2. El campo de medida deseado y las condiciones de proceso tales como Er, olas o remolinos y espuma determinan el tamaño de la antena.
3. El tipo de tanque (de almacenamiento, depósitos reguladores o de proceso) y el tipo de montaje (espacio abierto, tubo tranquilizador o derivación).
4. La precisión requerida y los requisitos de calidad exigidos por Ex.
El primer aspecto que se suele considerar se refiere al campo de medida deseado para una aplicación determinada (por ejemplo, en un tanque de almacenamiento en calma, en un depósito regulador o en un tanque de proceso con agitador). Un tubo tranquilizador o una derivación a la práctica se pueden ver también como un tanque de almacenamiento en calma y presentan el campo de medida máximo. Los valores bajos de la constante dieléctrica y la presencia de olas favorecen la atenuación de la señal, y hacen disminuir el campo de medida máximo de 35 m. Cada tipo de instrumento tiene su propia lista de aplicaciones adecuadas para cada tipo de tanque, montaje y producto (véase el ejemplo de la fig 3 para dos diámetros distintos).
Las indicaciones B, C y D representan varios líquidos: B = liquidas no conductivos tales como productos petroquímicos con una constante dieléctrica de Er = 1,9 ... 4; C = ácidos concentrados, disolventes orgánicos, ésteres, alcoholes y acetonas con una constante dieléctrica de Er = 4 ... 10; Y D = líquidos conductores, disoluciones en agua y ácidos diluidos con una constante dieléctrica Er > 10. Los impulsos electromagnéticos se emiten mediante una antena, que puede ser de trompeta de diámetros DN80, DN100, DN150, DN200 Y DN250, o de varilla, de 390 mm o 540 mm de longitud. La antena de trompeta de acero inoxidable puede soportar una temperatura máxima de 400 ºC y 100 bar de presión (aunque no al mismo tiempo), mientras que la antena de varilla (PTFE o PPS) puede soportar una temperatura máxima de 150 ºC y 40 bar de presión (aunque no a la vez).
Propiedades importantes de la antena de trompeta y cuándo empleada:
· Cuando pueden formarse condensaciones en la antena
· Para empleo en tubuladuras > 250 mm
· Para campos de medida mayores
· Para condiciones de presión y temperatura mayores
· Mayor robustez
· Se adapta mejor a aplicaciones en derivaciones
· En caso de reflexión débil (er baja o olas).
Propiedades importantes de la antena de varilla y cuándo empleada:
· Resistencia química (completamente PTFE)
· Acoplamientos a proceso pequeños
· Tubuladuras estrechas
· Cuando se pueden producir adherencias en la tubuladura.
Montaje
El impulso de microondas debe llegar sin problemas a la superficie del producto siempre que sea posible. Cada objeto que se interponga con el haz produce una señal de eco, mayor cuanto más cerca esté el objeto (véase la fig. 4 (A)). Si no se puede elegir una posición de montaje diferente que evite los ecos fuertes, éstos interferirán con la medición y se deberán suprimir durante el calibrado. Éste se lleva a cabo de manera parecida a la medición por ultrasonidos con la opción TDT (Time Dependent Threshold, umbral función del tiempo). Puesto que las microondas están polarizadas, el haz de radiación tiene que ser perfectamente paralelo a la pared del recipiente, de modo que la marca de alineación en el acoplamiento de brida o de cable debería colocarse paralela a la pared del recipiente (véase la fig. 4 (B)). Evite una posición central en el tanque y manténgala separada (por lo menos 300 mm.) de accesorios, entradas, aros, tuberías y paredes. E] eje del transmisor debe estar perpendicular a la superficie del producto. El nivel máximo se alcanza justo debajo de la antena o antena de trompeta, de modo que no hay restricciones por distancia.
Figuras 4. Ángulo de emisión y Posición en la curvatura respectivamente.
La arista frontal de la antena de varilla y la parte cónica de las antenas de trompeta deben estar encaradas hacia el tanque (véanse las fig. 5). Evite ¡as mediciones a través de la cortina de vertido del producto o en el remolino. Preste atención a las instrucciones de montaje de la hoja de especificaciones para el montaje del tubo tranquilizador y del conducto (tubo de inmersión) en derivación. Las tuberías deben ser metálicas, tener un diámetro constante y montarse junto al diámetro de la antena de trompeta. Para que el producto se mezcle mejor, en el tubo tranquilizador se pueden abrir ranuras de un tamaño determinado (véase la fig. 6 (A)). Se puede emplear una válvula de bola de paso total que cierre el punto de medición para las tareas de mantenimiento (véanse la fig. 6 (B) y, en la práctica, la fig. 8). Para casos en que existan tubuladuras elevadas o incluso tubuladuras inclinadas que no se adecúen a las exigencias de montaje especificadas, existen extensiones de antena especiales y extensiones curvas.
Características eléctricas y electrónicas
El indicador de nivel por microondas se tiene que conectar a una fuente de alimentación CC o CA, indistintamente. La energía de alta frecuencia radiada es baja (alrededor de 0,2 mW de potencia efectiva, lo cual representa 500 veces menos que un teléfono móvil, y 2.500 veces menos que el ritmo de dispersión de radiación de un horno de microondas). Por lo tanto, los indicadores de nivel industriales basados en impulsos de señal de microondas son seguros y, por otra parte, no están sujetos a adquisición de licencias o cualquier otro tipo de regulación. La señal de salida es de 4-20 mA (activa o pasiva) y algunos instrumentos tienen una salida de relé adicional para la función de alarma. Para funcionamiento remoto, el Micropilot se puede distribuir con uno de los cuatro módulos de comunicación siguientes:
· protocolo PROFIBUS
· protocolo HART
· interfase RS--185
· bus de campo Foundation
Las versiones no equipadas con interfase digital se configuran mediante un módulo de visualización portátil. Para versiones Ex (ATEX II 1/2 G), esta unidad es intrínsecamente segura. Esta unidad de calibrado compacta, que comprende un visualizador, un teclado y un indicador de error (véase la fig. 10), va introducida en el compartimiento de conexiones del transmisor. Un cable corto permite manipularlo con facilidad, incluso cuando el transmisor está en una posición embarazosa. El visualizador, de cuatro líneas de texto claro, muestra lo que se está haciendo y lo que hay que hacer a continuación. También muestra la curva de la sena] envolvente cuando el instrumento la detecta. También hay un modelo ATEX EEx de ia IIc T6/T4 (seguridad intrínseca).
Tanto si se configura con el módulo de visualización, con el software de configuración (ToF-Tool), desde un terminal portátil o por un sistema de bus, el Micropilot se maneja siempre a partir de un menú de configuración con campos de entrada y salida de información.
Aplicaciones
Los instrumentos de indicación y medición de niveles por microondas se emplean en situaciones en que las ventajas de otros indicadores de nivel de no contacto con el producto como, por ejemplo) los ultrasonidos, son obvias, pero no pueden funcionar debido a las condiciones de trabajo, por ejemplo, altas presiones, presiones muy bajas (vacío), altas temperaturas o composición del aire. Por ello, las microondas se emplean a menudo en procesos químicos y en aplicaciones de almacenamiento
un indicador de nivel por microondas se emplea en un tanque de almacenamiento por condensación de hidrocarburo a alta presión. El instrumento se monta en un tubo tranquilizador que disponga de una válvula de bola) de modo que se pueda acceder a éste sin necesidad de alterar el proceso. Por supuesto, el indicador de nivel por microondas de esta aplicación cumple las exigencias Ex. En la fig. 8, el indicador de nivel por microondas se emplea en un tanque de almacenamiento de mercaptano. Por razones de seguridad, se añade un interruptor de nivel de diapasón, o L1QUIPHANT (en la parte delantera), como alarma independiente de detección de nivel alto (HLA, High Leve! Alarm).
Medidor de nivel usado en tanque de mercaptano.
En la fig. 9, se emplea un indicador de nivel por microondas para una cuba de purines en una aplicación aparentemente sencilla que, en principio) se podría haber resuelto con un indicador de nivel por ultrasonidos. Pero la espuma conductora absorbe toda la energía acústica y, en cambio, refleja la energía electromagnética.
Uso de medidor de nivel Sobre un tanque abierto de purines.
Modelos
Hay cuatro tipos de indicadores de nivel por microondas (véase la fig. 10): 1) Tipo estándar, precisión de 10 mm. con antena de varilla o antena de trompeta para aplicaciones generales. 2) Un modelo de mayor precisión (±3 mm.) con una pequeña antena de trompeta. 3) Tipo de sensor planar con una precisión de 1 mm. para aplicaciones en tubos tranquilizadores, por ejemplo para uso en aplicaciones de almacenamiento de fluidos en custodia y en productos caros. 4) Lo mismo que tres pero con una antena parabólica planar para medición en espacios abiertos.
1.2 MEDICION DE NIVELES POR MICROONDAS EN SOLIDOS La industria de telecomunicaciones por cable desarrolló el principio de la medición de niveles por microondas guiadas, o TDR (Time Domain Reflectometry, reflectometría de dominio temporal) para detectar una rotura en su extensa red de cable. Cuando se transmite un impulso de radar por el cable, el tiempo que la señal de retorno necesita para su recorrido, varía debido a que el circuito abierto o cortocircuitado presenta impedancias diferentes (es decir, por la distancia). Anualmente, este método se emplea para la medición de niveles (véase la fig. 11) en presencia de grandes cantidades de polvo, porque los instrumentos de medición por ultrasonidos pueden fallar debido a un elevado contenido de polvo y los indicadores de nivel de sondeo por microondas libres tampoco pueden usarse debido a que los sólidos secos no reflejan la energía emitida.
La tecnología TDR difiere de la del radar convencional en que los impulsos de microondas se emiten en una amplia banda de frecuencias (200 kHz hasta 1,2 GHz). La tecnología TDR emplea microimpulsos electromagnéticos que viajan por cable (ondas guiadas) y se reflejan debido a un cambio súbito en la constante dieléctrica. En medición de niveles, el cambio en el valor de la constante dieléctrica se corresponde con la interfase aire/producto. La distancia D a la superficie del producto es proporcional al tiempo de retorno del impulso, , donde C es la velocidad de propagación. Es importante el hecho de que la potencia de los impulsos emitidos es muy baja (menos de 1 microwatio) y que están guiados, por lo que apenas se disipa energía. Por este motivo, la intensidad (amplitud) de la señal que retorna será casi la misma si el nivel del producto está entre 3 m y 10m de la brida.
Así como en la medición por ultrasonidos y por microondas se emplea el método de la curva envolvente, en la técnica de medición TDR cada cable sonda se representa por 512 puntos digitales, independientemente de la longitud de éste. Se recoge una muestra del comportamiento de los impulsos reflejados en cada punto de la sonda y la información acumulada sobre el ciclo de muestreo se procesa y se convierte en información acerca del nivel del producto. El principio del tiempo de retorno de las microondas guiadas se emplea en indicadores de nivel para sólidos de hasta 20 m y se conoce con el nombre de Levelflex. La baja potencia de la energía de radar permite su instalación segura en contenedores y silos tanto no metálicos como metálicos sin riesgos para los seres humanos ni el entorno. No se requiere ningún tipo de licencias. Otra diferencia entre los indicadores de nivel por microondas en espacio abierto y los instrumentos por TDR es que, en los primeros, la misma estructura, otros posibles montajes en el silo y el extremo del cable sonda también se detectan y se devuelven más impulsos que propiamente el del nivel del producto. Por esta razón se lleva a cabo el llamado "mapa sonda" que confirma que el impulso recibido es el del nivel del producto (véase la fig. 14). Este "mapeado" se efectúa generalmente en la fábrica para las longitudes de la sonda especificadas y sólo es necesario en caso de montajes especiales o de reducción de la longitud de la sonda.
Los instrumentos de medición de nivel por microondas guiadas sirven para una amplia variedad de sólidos de hasta un tamaño de grano de 20 mm y con valores de la constante dieléctrica de 1,8 o superiores. No se ven afectados por la humedad ni por los cambios en la composición, ni por la presión o la temperatura. La presencia de grandes cantidades de polvo, vapor, adherencias, ruido acústico o el ángulo de talud del producto tampoco afectan a la medición. El indicador no tiene partes móviles que se desgastan o se estropean. La salida suele ser de 4-20 mA, pero el sistema se puede integrar con la interfase RS 485, los protocolos HART o PROFIBUS O con el Fieldbus Foundation. El indicador es capaz de efectuar mediciones en un rango que abarca desde 30 cm. a partir de la conexión a proceso hasta 35 cm del extremo del peso del sensor o el punto de sujeción
Montaje
El instrumento se monta mediante una rosca BSP 1 ½ ", o con una conexión a proceso NPT, o con una brida. Hay dos modelos, uno con un cable de 4 mm. de diámetro (longitud máxima de la sonda: 10m) y uno con un cable de 8 mm. de diámetro (longitud máxima de la sonda: 20 m). Durante el llenado y el vaciado el producto ejerce una carga que está limitada a un valor máximo que no se debe rebasar: 10 ki'\l para el cable de 4 mm. y 40 kN para el de 8 mm.; y por supuesto, el montaje en el techo del silo también debe ser capaz de soportar estas fuerzas. Para evitar que la sonda se incline hacia una tubuladura o un acoplamiento que sobresalga, el contrapeso del extremo de la cuerda debe estar encarado hacia el silo y el diámetro de la tubuladura debería ser, por lo menos, tan alto como ancho (véase la fig. 13 (A)). Para evitar falsos cambios de impedancia, el cable tiene que colgar libremente por lo menos a 30 cm. de la pared o de cualquier otro objeto del silo. Es posible montar este sistema en silos parcialmente llenos; después de hacer un mapa de ajuste parcial, el sistema estará listo para la medición. Durante el vaciado, el cable del silo se estira totalmente (véase la Fig. 13 (B)). Si se prevé que el producto vaya a mover el cable a menos de 30 cm. de la pared del silo, el extremo de la sonda se puede anclar a la parte inferior (o parte cónica) del silo. Si además, se ata sin ningún tipo de aislante, actuará como una toma de tierra.
Modelos
Hay dos tipos de modelos disponibles para varias longitudes de medición máximas. El primer tipo, con un cable de 4 mm., abarca una longitud de medición máxima efectiva de 19m35, y resiste una fuerza de tracción máxima de 10 kN. El segundo tipo tiene un cable de 8 mm. de diámetro que permite un campo de medida efectivo de 19m35 y resiste una fuerza de tracción por fricción máxima de 40 kN, por lo cual, tiene un mecanismo de acoplamiento mecánico especial entre el cabezal y la rosca de conexión a proceso o la brida. Ambos tipos se pueden emplear con un peso de sonda o con grapas de amarre según los casos mencionados. Las sondas atadas con grapas de amarre se recomiendan si el movimiento del producto puede producir un movimiento no deseado del cable sonda. En ocasiones, la sonda se puede recubrir con un material resistente a la corrosión. Sondas de mayor longitud, están disponibles como versión especial.
Aplicaciones
Los instrumentos de medición de nivel por microondas guiadas se emplean en todo tipo de silos, contenedores ti otros recipientes que contengan áridos o materiales brutos cuyo tamaño de los granos no sobrepase los 20 mm. y el campo de medida no exceda los 20 m. Incluso en materiales pulverulentos como ceniza volante y cemento así como granos, granulados o copos, estos instrumentos dan un buen resultado aunque el producto tenga una constante dieléctrica tan baja como 1,8. Incluso en silos altos y delgados o en silos de formas especiales con travesaños u obstáculos, estos indicadores de nivel proporcionan una medición fiable. También se pueden emplear en aplicaciones con materiales pulverulentos como serrín) con telas o con productos reflectantes brillantes. Su montaje es fácil Y su ajuste suele venir de fábrica.
Ajuste
Como se ha dicho, el ajuste de los indicadores de nivel por microondas guiadas a las longitudes especificadas suele hacerse en fábrica. Sólo es necesario efectuar un nuevo ajuste ("mapeado" de la sonda) si hay obstáculos a menos de 30 cm. del cable sonda, o en caso de recorte de éste. El "mapeado" de la sonda se lleva a cabo en un silo vacío mediante un ajuste de la matriz de cuatro teclas que hay en la electrónica o por calibrado remoto mediante comunicación inteligente, por ejemplo, con HART.
YONER J. VARELA E.
CRF
PUBLICACION 5
TÉCNICAS DE MEDICIÓN DE RELACIÓN SEÑAL/RUIDO
EN ENLACES DE MICROONDAS
1. ANTECEDENTES BÁSICOS
La relación señal/ruido (SNR) es un parámetro fundamental para la caracterización del desempeño de un enlace inalámbrico. La potencia recibida de señal depende de la potencia transmitida y de la atenuación de trayecto entre transmisor y receptor. La potencia de ruido consiste del aporte del receptor mismo y del ruido (externo) recibido a través de la antena. Normalmente el ruido dominante es el del propio receptor, aunque hay casos en que el factor relevante es el aporte de otros usuarios de la misma banda de frecuencia. En estos casos generalmente no se habla de ruido sino de "interferencia". El caso típico es el de la telefonía celular, en que muchos usuarios generan transmisiones en la misma banda de frecuencias. La separación de la señal deseada de las interferentes se logra evitando la reutilización de una frecuencia portadora en zonas físicamente muy próximas o bien empleando códigos especiales. Aun así, la interferencia suele dominar por sobre el "piso de ruido" del receptor y estos sistemas se conocen como "sistemas limitados por interferencia". En este análisis nos limitaremos a considerar un enlace en que el ruido dominante es el del receptor.
Cuando se transmite una portadora no modulada es muy sencillo medir de la potencia de señal mediante el analizador de espectros. La medición de la potencia de ruido en cambio es algo más complejo en consideración a que el ruido es un proceso aleatorio, cuyos valores peak no guardan la misma relación con el valor r.m.s que los de una señal sinusoidal. El analizador de espectros está calibrado para señales sinusoidales y en consecuencia es necesario aplicar un factor de corrección al medir ruido. En la práctica esto se traduce en que al medir ruido, el analizador despliega un valor que es 2,5[dB] menor que el verdadero, y por lo tanto a la lectura obtenida se le deben agregar 2,5[dB]. Información detallada sobre este punto se encuentra en la referencia [1].
La potencia de señal recibida Pr en un enlace no obstruido (visión directa entre antena de transmisión y de recepción) puede calcularse como:
, donde
Ptx = potencia transmitida.
Gtx, Grx son las ganancias de antena de transmisión y recepción.
PL = pérdida de propagación de espacio libre.
L = pérdidas varias no incluidas en la pérdida de propagación (por ejemplo la pérdida de cables de conexión entre el transmisor y la antena, en el caso que la potencia transmitida se mida a la salida del transmisor y no en los terminales mismos de antena).
La potencia de ruido referida a la entrada de un dispositivo se expresa por lo general como kTeqB, donde k es la constante de Boltzman (1,38*10-23) Teq es la temperatura equivalente de ruido del sistema (ºK), y B el ancho de banda en el cual se está midiendo el ruido. Al usar un analizador de espectros este es aproximadamente igual al ancho de banda de resolución (en rigor es el ancho de banda equivalente de ruido del filtro de FI del analizador. Al usar el ancho de banda de resolución se aplica un factor de corrección, ver referencia [1]). La temperatura equivalente del sistema consiste de la temperatura equivalente del receptor y de la temperatura equivalente del elemento de entrada (que podría ser la antena), las que representan respectivamente el aporte de ruido del receptor y el aporte del ruido externo:
El aporte de ruido del receptor se caracteriza también a través de su "cifra de ruido" o "figura de ruido" NF definida como:
o equivalentemente:
. El ancho de banda de medición B es arbitrario pero frecuentemente la potencia se calcula para un ancho de banda de 1[Hz], lo cual es equivalente a calcular la densidad espectral de potencia. Para un dispositivo terminado resistivamente con una carga adaptada, la temperatura equivalente de entrada es de 290ºK.
Es fácil comprobar que:
Ejemplo de aplicación: se conecta un amplificador de figura de ruido NF y ganancia G terminado en su impedancia característica (50 Ohm por lo general) al analizador de espectros. Si la ganancia del amplificador es suficientemente grande, se debería observar un incremente del piso de ruido en la banda de paso del amplificador, lo que indica que el ruido a la salida del amplificador es mucho mayor que el ruido del analizador.
El analizador permite medir la potencia de ruido Nout en banda de 1[Hz] a la salida del amplificador Nout= GkTeq=GkNFTo
En [dB] podemos escribir esto como:
lo que permite calcular NF[dB]
Se puede de la misma forma calcular la figura de ruido del analizador de espectros. Se pone una carga de 50 Ohm a la entrada y se mide el ruido en la banda de frecuencias de interés. Sea Nout la potencia de ruido en banda de 1[Hz] medida por el analizador. Entonces en este caso Nout= kTeqAnaliz =kNFAnalizTo
En general el agregar un pre-amplificador a la entrada del analizador de espectros permite mejorar considerablemente la figura de ruido del sistema de medición, y con ello permite medir señales de mucho más bajo nivel que lo que sería posible sin el uso de un pre-amplificador.
En este caso un pre-amplificador de cifra de ruido F1 y ganancia G1 precede al analizador de cifra de ruido F2. Como el analizador despliega el nivel de señal de entrada, su ganancia (G2) es unitaria. Es bien sabido que la cifra de ruido de dos elementos en cascada se puede expresar como:
donde Feq es la figura de ruido equivalente de los dos elementos en cascada. Si F2>>1, como ocurre normalmente al usar un analizador de espectros, la ecuación anterior equivale a:
se pueden considerar dos situaciones extremas:
i. F1G1 >> F2 en este caso Feq F1
ii. F1G1 << F2 en este caso Feq F2/G1
Dado que se elige siempre F1 < F2 y G1 > 1, en ambos casos se mejora la cifra de ruido del sistema. Otra consideración importante que debe tenerse presente es que en el caso (ii) el nivel de piso de ruido sube debido a la alta ganancia del pre-amplificador (el piso de ruido ahora es el del pre-amplificador). Como el nivel máximo de señal que es capaz de tolerar y desplegar el analizador de espectros no ha cambiado, el rango dinámico del sistema pre-amplificador analizador se reduce. Esto es importante cuando se deben procesar señales de muy diferentes niveles de potencia.
YONER J. VARELA E.
CRF
EN ENLACES DE MICROONDAS
1. ANTECEDENTES BÁSICOS
La relación señal/ruido (SNR) es un parámetro fundamental para la caracterización del desempeño de un enlace inalámbrico. La potencia recibida de señal depende de la potencia transmitida y de la atenuación de trayecto entre transmisor y receptor. La potencia de ruido consiste del aporte del receptor mismo y del ruido (externo) recibido a través de la antena. Normalmente el ruido dominante es el del propio receptor, aunque hay casos en que el factor relevante es el aporte de otros usuarios de la misma banda de frecuencia. En estos casos generalmente no se habla de ruido sino de "interferencia". El caso típico es el de la telefonía celular, en que muchos usuarios generan transmisiones en la misma banda de frecuencias. La separación de la señal deseada de las interferentes se logra evitando la reutilización de una frecuencia portadora en zonas físicamente muy próximas o bien empleando códigos especiales. Aun así, la interferencia suele dominar por sobre el "piso de ruido" del receptor y estos sistemas se conocen como "sistemas limitados por interferencia". En este análisis nos limitaremos a considerar un enlace en que el ruido dominante es el del receptor.
Cuando se transmite una portadora no modulada es muy sencillo medir de la potencia de señal mediante el analizador de espectros. La medición de la potencia de ruido en cambio es algo más complejo en consideración a que el ruido es un proceso aleatorio, cuyos valores peak no guardan la misma relación con el valor r.m.s que los de una señal sinusoidal. El analizador de espectros está calibrado para señales sinusoidales y en consecuencia es necesario aplicar un factor de corrección al medir ruido. En la práctica esto se traduce en que al medir ruido, el analizador despliega un valor que es 2,5[dB] menor que el verdadero, y por lo tanto a la lectura obtenida se le deben agregar 2,5[dB]. Información detallada sobre este punto se encuentra en la referencia [1].
La potencia de señal recibida Pr en un enlace no obstruido (visión directa entre antena de transmisión y de recepción) puede calcularse como:
, donde
Ptx = potencia transmitida.
Gtx, Grx son las ganancias de antena de transmisión y recepción.
PL = pérdida de propagación de espacio libre.
L = pérdidas varias no incluidas en la pérdida de propagación (por ejemplo la pérdida de cables de conexión entre el transmisor y la antena, en el caso que la potencia transmitida se mida a la salida del transmisor y no en los terminales mismos de antena).
La potencia de ruido referida a la entrada de un dispositivo se expresa por lo general como kTeqB, donde k es la constante de Boltzman (1,38*10-23) Teq es la temperatura equivalente de ruido del sistema (ºK), y B el ancho de banda en el cual se está midiendo el ruido. Al usar un analizador de espectros este es aproximadamente igual al ancho de banda de resolución (en rigor es el ancho de banda equivalente de ruido del filtro de FI del analizador. Al usar el ancho de banda de resolución se aplica un factor de corrección, ver referencia [1]). La temperatura equivalente del sistema consiste de la temperatura equivalente del receptor y de la temperatura equivalente del elemento de entrada (que podría ser la antena), las que representan respectivamente el aporte de ruido del receptor y el aporte del ruido externo:
El aporte de ruido del receptor se caracteriza también a través de su "cifra de ruido" o "figura de ruido" NF definida como:
o equivalentemente:
. El ancho de banda de medición B es arbitrario pero frecuentemente la potencia se calcula para un ancho de banda de 1[Hz], lo cual es equivalente a calcular la densidad espectral de potencia. Para un dispositivo terminado resistivamente con una carga adaptada, la temperatura equivalente de entrada es de 290ºK.
Es fácil comprobar que:
Ejemplo de aplicación: se conecta un amplificador de figura de ruido NF y ganancia G terminado en su impedancia característica (50 Ohm por lo general) al analizador de espectros. Si la ganancia del amplificador es suficientemente grande, se debería observar un incremente del piso de ruido en la banda de paso del amplificador, lo que indica que el ruido a la salida del amplificador es mucho mayor que el ruido del analizador.
El analizador permite medir la potencia de ruido Nout en banda de 1[Hz] a la salida del amplificador Nout= GkTeq=GkNFTo
En [dB] podemos escribir esto como:
lo que permite calcular NF[dB]
Se puede de la misma forma calcular la figura de ruido del analizador de espectros. Se pone una carga de 50 Ohm a la entrada y se mide el ruido en la banda de frecuencias de interés. Sea Nout la potencia de ruido en banda de 1[Hz] medida por el analizador. Entonces en este caso Nout= kTeqAnaliz =kNFAnalizTo
En general el agregar un pre-amplificador a la entrada del analizador de espectros permite mejorar considerablemente la figura de ruido del sistema de medición, y con ello permite medir señales de mucho más bajo nivel que lo que sería posible sin el uso de un pre-amplificador.
En este caso un pre-amplificador de cifra de ruido F1 y ganancia G1 precede al analizador de cifra de ruido F2. Como el analizador despliega el nivel de señal de entrada, su ganancia (G2) es unitaria. Es bien sabido que la cifra de ruido de dos elementos en cascada se puede expresar como:
donde Feq es la figura de ruido equivalente de los dos elementos en cascada. Si F2>>1, como ocurre normalmente al usar un analizador de espectros, la ecuación anterior equivale a:
se pueden considerar dos situaciones extremas:
i. F1G1 >> F2 en este caso Feq F1
ii. F1G1 << F2 en este caso Feq F2/G1
Dado que se elige siempre F1 < F2 y G1 > 1, en ambos casos se mejora la cifra de ruido del sistema. Otra consideración importante que debe tenerse presente es que en el caso (ii) el nivel de piso de ruido sube debido a la alta ganancia del pre-amplificador (el piso de ruido ahora es el del pre-amplificador). Como el nivel máximo de señal que es capaz de tolerar y desplegar el analizador de espectros no ha cambiado, el rango dinámico del sistema pre-amplificador analizador se reduce. Esto es importante cuando se deben procesar señales de muy diferentes niveles de potencia.
YONER J. VARELA E.
CRF
Instrumento de medición por transmisión MW-T
La humedad contenida en el interior de cartones grandes y fardos es muy importante.
Con el equipo de medición por microondas-transmisión MW-T es posible medir la humedad
del núcleo independiente de la densidad y sin contacto físico.
Método de medición por transmisión de microondas – Al MW-T se pueden conectar
dos antenas, las cuales son montadas a los lados del producto que se desea medir.
La antena emisora genera y emite microondas, atraviesan el producto y alcanzan la
antena receptora. La unidad electrónica del MW-T analiza la señal recibida y calcula
la humedad y densidad del producto. El método de transmisión está patentado por TEWS
Elektronik.
Alta velocidad de medición – Debido a la alta velocidad de medición de aprox.
50 lecturas por segundo se hace posible la medición de perfiles de humedad y de
densidad. Estos perfiles permiten por un lado la determinación del valor medio de humedad y densidad, por otro lado permiten la detección automática de cuerpos extraños y zonas de concentración de humedad.
Medición automatizada de mercancía de detalle – Con el empleo de barreras fotoeléctricas
y la posibilidad de grabar las señales, se efectúan mediciones completamente
automatizadas. Los valores medidos de humedad y densidad son almacenados y pueden
ser impresos en etiquetas.
Insensibilidad a interferencias externas – Con el MW-T, la medición de humedad es
independiente de la densidad y de la posición de los productos que se desee medir.
Ni la distancia al sensor ni la posición oblicua alteran el valor de medición. Por
esto es especialmente apropiado para el empleo en un ambiente industrial.
Medición en la corrida de productos en reflexión – Gracias a la posibilidad de
posicionar los sensores de forma vertical con el MW-T se puede determinar la humedad
y densidad también en reflexión y sin contacto físico. Esto es razonable y útil cuando
los sensores son ensuciados por contacto con el producto o existen grandes
fluctuaciones de temperatura.
Equipamiento apropiado para la aplicación práctica – El MW-T también se caracteriza
por su estructura compacta y su calidad industrial. La unidad electrónica se protege
en un armario de acero inoxidable completamente hermético al aire y polvo. Gracias a
esto el instrumento requiere de una mínima mantención y puede ser empleada en cualquier
ambiente industrial.
Touchscreen y/o ordenador para el manejo – MW-T tiene la opción de equiparlo con un
touchscreen a color. Con esto tiene a la vista los valores de medición. Todos los
parámetros de configuración podrán ser ajustados directamente en el equipo.
Una alternativa es el control a distancia a través de una conexión de red.
YONER J. VARELA E.
CRF
La humedad contenida en el interior de cartones grandes y fardos es muy importante.
Con el equipo de medición por microondas-transmisión MW-T es posible medir la humedad
del núcleo independiente de la densidad y sin contacto físico.
Método de medición por transmisión de microondas – Al MW-T se pueden conectar
dos antenas, las cuales son montadas a los lados del producto que se desea medir.
La antena emisora genera y emite microondas, atraviesan el producto y alcanzan la
antena receptora. La unidad electrónica del MW-T analiza la señal recibida y calcula
la humedad y densidad del producto. El método de transmisión está patentado por TEWS
Elektronik.
Alta velocidad de medición – Debido a la alta velocidad de medición de aprox.
50 lecturas por segundo se hace posible la medición de perfiles de humedad y de
densidad. Estos perfiles permiten por un lado la determinación del valor medio de humedad y densidad, por otro lado permiten la detección automática de cuerpos extraños y zonas de concentración de humedad.
Medición automatizada de mercancía de detalle – Con el empleo de barreras fotoeléctricas
y la posibilidad de grabar las señales, se efectúan mediciones completamente
automatizadas. Los valores medidos de humedad y densidad son almacenados y pueden
ser impresos en etiquetas.
Insensibilidad a interferencias externas – Con el MW-T, la medición de humedad es
independiente de la densidad y de la posición de los productos que se desee medir.
Ni la distancia al sensor ni la posición oblicua alteran el valor de medición. Por
esto es especialmente apropiado para el empleo en un ambiente industrial.
Medición en la corrida de productos en reflexión – Gracias a la posibilidad de
posicionar los sensores de forma vertical con el MW-T se puede determinar la humedad
y densidad también en reflexión y sin contacto físico. Esto es razonable y útil cuando
los sensores son ensuciados por contacto con el producto o existen grandes
fluctuaciones de temperatura.
Equipamiento apropiado para la aplicación práctica – El MW-T también se caracteriza
por su estructura compacta y su calidad industrial. La unidad electrónica se protege
en un armario de acero inoxidable completamente hermético al aire y polvo. Gracias a
esto el instrumento requiere de una mínima mantención y puede ser empleada en cualquier
ambiente industrial.
Touchscreen y/o ordenador para el manejo – MW-T tiene la opción de equiparlo con un
touchscreen a color. Con esto tiene a la vista los valores de medición. Todos los
parámetros de configuración podrán ser ajustados directamente en el equipo.
Una alternativa es el control a distancia a través de una conexión de red.
YONER J. VARELA E.
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PUBLICACION 3
MEDICIONES DE MICROONDAS Measurement Procedures Los procedimientos de medición
Calculate your estimated power losses before attempting to perform a measurement.
Calcular las pérdidas de energía estimado antes de intentar realizar una medición.
The ideal input to a La entrada ideal a una measurement device is in the 0 to 10 dBm
(1 to 10 mW) range. dispositivo de medición es en dBm de 0 a 10 (1 a 10 mW) rango.
Linearity Check Linealidad Hora To verify that a spectrum measurement is accurate
and signals are not due to mixing inside the receiver, a linearity Para comprobar
que una medición de espectro es exacta y las señales no son debido a la mezcla en
el interior del receptor, una linealidad check should be performed, ie externally
insert a 10 dB attenuator - if measurements are in the linear region of the receiver,
verificación se debe realizar, es decir, externamente insertar un atenuador de 10
dB - si las medidas están en la región lineal del receptor, all measurements will
decrease by 10 dB. todas las mediciones se reducirá en 10 dB. If the measurements
decrease by less than 10 dB , the receiver is saturated. Si las medidas de disminución
de menos de 10 dB, se satura el receptor. If Si the measurements disappear, you are
at the noise floor. las mediciones de desaparecer, está en el ruido de fondo. Half-Power
or 3 dB Measurement Point La mitad de potencia o 3 dB medición de puntos To verify
the half power point of a pulse width measurement on an oscilloscope, externally insert
a 3 dB attenuator Para comprobar el punto de poder de la mitad de un pulso de medición
de ancho en un osciloscopio, externamente insertar un atenuador de 3 dB in the
measurement line, and the level that the peak power decreases to is the 3 dB measurement
point (Note: you cannot en la línea de medición, y el nivel que la potencia máxima
se reduce a es el punto de medición de 3 dB (Nota: no se puede just divide the peak
voltage by one-half on the vertical scale of the oscilloscope). sólo dividen el voltaje
de pico a la mitad en la escala vertical del osciloscopio). VSWR Effect on Measurement
VSWR efecto sobre la medición Try to measure VSWR (or reflection coefficient) at the
antenna terminals. Trate de medir ROE (o coeficiente de reflexión) en los terminales
de la antena. Measuring VSWR of an antenna through VSWR de medición a través de una
antena it's transmission line can result in errors. es la línea de transmisión puede
dar lugar a errores. Transmission lines should be measured for insertion loss not VSWR.
Las líneas de transmisión debe medirse no por la pérdida de inserción VSWR. High Power
Pulsed Transmitter Measurements De alta potencia del transmisor de impulsos Medidas de
When making power measurements on a high power pulsed transmitter using a typical 40
dB directional coupler, Al realizar las mediciones de potencia en una de alta potencia
del transmisor de impulsos mediante un acoplador direccional típica de 40 dB, an
additional attenuator may be required in the power meter takeoff line, or the power
sensor may be burnt out. de un atenuador adicional puede ser requerida en la línea
de potencia de despegue metros, o el sensor de potencia puede ser quemado. For example,
assume we have a 1 megawatt transmitter, with PRF = 430 pps, and PW = 13 Fs. Por ejemplo,
supongamos que tenemos un transmisor de 1 megavatio, con PRF = 430 pps, y PW = 13 Fs.
Further assume Supongamos, además, we use a 40 dB directional coupler to tap off for
the power measurements. se utiliza un acoplador direccional de 40 dB a grifo para las
mediciones de potencia. The power at the tap would be: El poder en el grifo sería: 10
log(P ) - 10 log(DC) - Coupler reduction = 10 log (P) - 10 log (DC) - la reducción de
Acople = p p 10 log(10 mW) - 10 log(13x10 )(430) - 40 dB = 10 log (10 mW) - 10 log
(13x10) (430) - 40 dB = 9 9 -6 -6 90 dBm - 22.5 dB - 40 dB = 27.5 dBm (too high for a
power meter) 90 dBm - 22,5 dB - 40 dB = 27,5 dBm (demasiado alto para un medidor de
potencia) Adding a 20 dB static attenuator to the power meter input would give us a
value of 7.5 dBm or 5.6 mW, a good Adición de un atenuador de 20 dB estática a la
entrada del medidor de potencia nos daría un valor de 7,5 dBm o 5,6 mW, un buen level
for the power meter. nivel para el medidor de potencia. High Power Measurements With
Small Devices Las mediciones de alta potencia con pequeños aparatos When testing in
the presence of a high power radar, it is normally necessary to measure the actual
field intensity. Cuando se prueba en presencia de un radar de alta potencia, normalmente
es necesario para medir la intensidad de campo real. The technique shown in Figure 4,
in Section 6-7, may not be practical if the measurement device must be small.
La técnica se muestra en la Figura 4, en la sección 6.7, no puede ser práctico si el
dispositivo de medición debe ser pequeño. An Un alternate approach is the use of a
rectangular waveguide below its cutoff frequency. enfoque alternativo es el uso de
una guía de onda rectangular, por debajo de su frecuencia de corte. In this manner,
the "antenna" De esta manera, la "antena" waveguide provides sufficient attenuation
to the frequency being measured so it can be coupled directly to the measurement guía
de ondas proporciona atenuación suficiente para la frecuencia que se mide por lo que
se puede acoplar directamente a la medición de device or further attenuated by a low
power attenuator. dispositivo o más atenuada por un atenuador de baja potencia. The
attenuation of the waveguide must be accurately measured since La atenuación de la
guía de onda debe ser medida con precisión desde attenuation varies significantly with
frequency. la atenuación varía significativamente con la frecuencia.
YONER J. VARELA E.
CRF
Calculate your estimated power losses before attempting to perform a measurement.
Calcular las pérdidas de energía estimado antes de intentar realizar una medición.
The ideal input to a La entrada ideal a una measurement device is in the 0 to 10 dBm
(1 to 10 mW) range. dispositivo de medición es en dBm de 0 a 10 (1 a 10 mW) rango.
Linearity Check Linealidad Hora To verify that a spectrum measurement is accurate
and signals are not due to mixing inside the receiver, a linearity Para comprobar
que una medición de espectro es exacta y las señales no son debido a la mezcla en
el interior del receptor, una linealidad check should be performed, ie externally
insert a 10 dB attenuator - if measurements are in the linear region of the receiver,
verificación se debe realizar, es decir, externamente insertar un atenuador de 10
dB - si las medidas están en la región lineal del receptor, all measurements will
decrease by 10 dB. todas las mediciones se reducirá en 10 dB. If the measurements
decrease by less than 10 dB , the receiver is saturated. Si las medidas de disminución
de menos de 10 dB, se satura el receptor. If Si the measurements disappear, you are
at the noise floor. las mediciones de desaparecer, está en el ruido de fondo. Half-Power
or 3 dB Measurement Point La mitad de potencia o 3 dB medición de puntos To verify
the half power point of a pulse width measurement on an oscilloscope, externally insert
a 3 dB attenuator Para comprobar el punto de poder de la mitad de un pulso de medición
de ancho en un osciloscopio, externamente insertar un atenuador de 3 dB in the
measurement line, and the level that the peak power decreases to is the 3 dB measurement
point (Note: you cannot en la línea de medición, y el nivel que la potencia máxima
se reduce a es el punto de medición de 3 dB (Nota: no se puede just divide the peak
voltage by one-half on the vertical scale of the oscilloscope). sólo dividen el voltaje
de pico a la mitad en la escala vertical del osciloscopio). VSWR Effect on Measurement
VSWR efecto sobre la medición Try to measure VSWR (or reflection coefficient) at the
antenna terminals. Trate de medir ROE (o coeficiente de reflexión) en los terminales
de la antena. Measuring VSWR of an antenna through VSWR de medición a través de una
antena it's transmission line can result in errors. es la línea de transmisión puede
dar lugar a errores. Transmission lines should be measured for insertion loss not VSWR.
Las líneas de transmisión debe medirse no por la pérdida de inserción VSWR. High Power
Pulsed Transmitter Measurements De alta potencia del transmisor de impulsos Medidas de
When making power measurements on a high power pulsed transmitter using a typical 40
dB directional coupler, Al realizar las mediciones de potencia en una de alta potencia
del transmisor de impulsos mediante un acoplador direccional típica de 40 dB, an
additional attenuator may be required in the power meter takeoff line, or the power
sensor may be burnt out. de un atenuador adicional puede ser requerida en la línea
de potencia de despegue metros, o el sensor de potencia puede ser quemado. For example,
assume we have a 1 megawatt transmitter, with PRF = 430 pps, and PW = 13 Fs. Por ejemplo,
supongamos que tenemos un transmisor de 1 megavatio, con PRF = 430 pps, y PW = 13 Fs.
Further assume Supongamos, además, we use a 40 dB directional coupler to tap off for
the power measurements. se utiliza un acoplador direccional de 40 dB a grifo para las
mediciones de potencia. The power at the tap would be: El poder en el grifo sería: 10
log(P ) - 10 log(DC) - Coupler reduction = 10 log (P) - 10 log (DC) - la reducción de
Acople = p p 10 log(10 mW) - 10 log(13x10 )(430) - 40 dB = 10 log (10 mW) - 10 log
(13x10) (430) - 40 dB = 9 9 -6 -6 90 dBm - 22.5 dB - 40 dB = 27.5 dBm (too high for a
power meter) 90 dBm - 22,5 dB - 40 dB = 27,5 dBm (demasiado alto para un medidor de
potencia) Adding a 20 dB static attenuator to the power meter input would give us a
value of 7.5 dBm or 5.6 mW, a good Adición de un atenuador de 20 dB estática a la
entrada del medidor de potencia nos daría un valor de 7,5 dBm o 5,6 mW, un buen level
for the power meter. nivel para el medidor de potencia. High Power Measurements With
Small Devices Las mediciones de alta potencia con pequeños aparatos When testing in
the presence of a high power radar, it is normally necessary to measure the actual
field intensity. Cuando se prueba en presencia de un radar de alta potencia, normalmente
es necesario para medir la intensidad de campo real. The technique shown in Figure 4,
in Section 6-7, may not be practical if the measurement device must be small.
La técnica se muestra en la Figura 4, en la sección 6.7, no puede ser práctico si el
dispositivo de medición debe ser pequeño. An Un alternate approach is the use of a
rectangular waveguide below its cutoff frequency. enfoque alternativo es el uso de
una guía de onda rectangular, por debajo de su frecuencia de corte. In this manner,
the "antenna" De esta manera, la "antena" waveguide provides sufficient attenuation
to the frequency being measured so it can be coupled directly to the measurement guía
de ondas proporciona atenuación suficiente para la frecuencia que se mide por lo que
se puede acoplar directamente a la medición de device or further attenuated by a low
power attenuator. dispositivo o más atenuada por un atenuador de baja potencia. The
attenuation of the waveguide must be accurately measured since La atenuación de la
guía de onda debe ser medida con precisión desde attenuation varies significantly with
frequency. la atenuación varía significativamente con la frecuencia.
YONER J. VARELA E.
CRF
PUBLICACION 2
Dispositivo de medicion por microondas para detectar la carga de un flujo de dos fases.
La invención se relaciona con un dispositivo de medición por microondas para detectar
la carga de un flujo de dos fases con un medio portador gaseoso conteniendo partículas
sólidas y/o líquidas pequeñas y diminutas, y para detectar gas contenido en un flujo
fluido, preferentemente mediante ondas portadoras de guía de ondas. Una aplicación
preferida de la invención es la detección de partículas sólidas contenidas en el
flujo de gas de sistemas de transporte neumáticos de material sólido voluminosos
empleados, por ejemplo, para hornos de carbón pulverizado de centrales termoeléctricas
de carbón. El dispositivo de medición por microondas inventivo está provisto de barras
de campo qué se extienden al interior del tubo de alimentación estando dispuestas
antes y después de una sección de medición formada por una antenas de transmisión y
una antena de recepción, siendo que las barras mencionadas interactúan con el tubo
de alimentación fabricado de un material conductivo como caja de resonancia para
microondas emitidas al interior del tubo de alimentación por medio de la antena
de transmisión, por lo que las microondas qué se diferencian de las microondas
emitidas respecto a su plano de polarización y/o fase como resultado de difracción
y/o reflexión en el exterior de la sección de medición son esencialmente eliminados
mediante cortocircuito con el fin de evitar que los resultados de las mediciones
sean distorsionados. El dispositivo inventivo tiene la ventaja particular de ser de
construcción sencilla y fácil instalación aún en sistemas de tubería de alimentación
voluminosa y ramificada.
YONER J. VARELA E.
CRF
La invención se relaciona con un dispositivo de medición por microondas para detectar
la carga de un flujo de dos fases con un medio portador gaseoso conteniendo partículas
sólidas y/o líquidas pequeñas y diminutas, y para detectar gas contenido en un flujo
fluido, preferentemente mediante ondas portadoras de guía de ondas. Una aplicación
preferida de la invención es la detección de partículas sólidas contenidas en el
flujo de gas de sistemas de transporte neumáticos de material sólido voluminosos
empleados, por ejemplo, para hornos de carbón pulverizado de centrales termoeléctricas
de carbón. El dispositivo de medición por microondas inventivo está provisto de barras
de campo qué se extienden al interior del tubo de alimentación estando dispuestas
antes y después de una sección de medición formada por una antenas de transmisión y
una antena de recepción, siendo que las barras mencionadas interactúan con el tubo
de alimentación fabricado de un material conductivo como caja de resonancia para
microondas emitidas al interior del tubo de alimentación por medio de la antena
de transmisión, por lo que las microondas qué se diferencian de las microondas
emitidas respecto a su plano de polarización y/o fase como resultado de difracción
y/o reflexión en el exterior de la sección de medición son esencialmente eliminados
mediante cortocircuito con el fin de evitar que los resultados de las mediciones
sean distorsionados. El dispositivo inventivo tiene la ventaja particular de ser de
construcción sencilla y fácil instalación aún en sistemas de tubería de alimentación
voluminosa y ramificada.
YONER J. VARELA E.
CRF
Radiofrecuencias y microondas
Introducción
De lo dicho en la nota publicada anteriormente se desprende que la exposición a RF-MO, depende del valor de la densidad de potencia de las ondas en el punto de recepción o de las magnitudes E y H, (intensidades de campo eléctrico y magnético respectivamente) y del tiempo de exposición, por lo que las acciones correctoras deberán disminuir los valores de esas variables.
De las ecuaciones expuestas para la determinación de los niveles de exposición (6 a 10 de la nota anterior) se puede deducir la influencia de la reducción del tiempo de exposición en el valor final de las magnitudes E, H y S.
Veamos a continuación, aquellas medidas materiales que pueden ser determinantes para reducir la exposición laboral.
Aumento de la distancia entre el emisor y el receptor. Distancia de seguridad
La densidad de potencia (S) expresada en W/m2 en un punto situado a una distancia d expresada en metros de una antena emisora de RF-MO se puede calcular teóricamente mediante la expresión:
donde S es la densidad de potencia en un punto situado a una distancia d de la antena, P es la potencia nominal de la antena, (expresada en watios) G d es la ganancia de la antena en la dirección (d) a la antena, y At es la atenuación debida a paramentos que puedan absorber o reflejar la radiación, situados entre la antena y el punto en cuestión. La ganancia de la antena se suele expresar en decibelios y su significado se extrae de la expresión siguiente:
Lg = 10 log Pe/P (2)
donde P e es la potencia emitida por la antena en la dirección al punto de recepción
La atenuación (también denominada efectividad del blindaje) se expresa también en decibelios de forma que,
LAt = 10 log Pe/Pt (3)
donde Pt es la potencia transmitida a través del paramento, es decir la que realmente existe en el punto de exposición.
Para la aplicación de la ecuación (1) se debe expresar la ganancia y la atenuación de forma que:
Despejando en la expresión anterior (1) la distancia d, sustituyendo el resto de las variables por sus valores correspondientes y si el valor de S es el del límite de referencia correspondiente, se obtiene la distancia de seguridad, es decir la distancia más allá de la cual la exposición es inferior a la recomendada por el criterio de valoración.
Ejemplo de aplicación
Una antena de potencia nominal P = 200 vatios, emite a una frecuencia de 1 GHz siendo su ganancia en una determinada dirección de 15 dB. Averiguar la distancia de seguridad suponiendo que existe un paramento que atenúa 5 dB.
La distancia de seguridad se calcula mediante la ecuación (4) teniendo en cuenta que Gd = 1015/10 = 31,6 y que de acuerdo con la tabla 1 para una frecuencia de 1GHz, Sref = 25 W/m2.
Por otra parte la atenuación será At = 105/10 = 3.16, con lo que sustituyendo en (20)
Encerramientos
Están constituidos por "cajas" construidas con paneles metálicos que ofrezcan continuidad conductora y con toma a tierra, donde el grosor, la permeabilidad magnética, la conductividad eléctrica del metal la distancia de la pantalla a la fuente, la frecuencia de la onda son las variables que intervienen en la atenuación. El grosor teniendo en cuenta la densidad del metal, genera problemas de peso y también de coste en las instalaciones.
Por ello se usan preferentemente paneles finos (como mucho de unos pocos milímetros). En esas circunstancias los valores de las otras variables tienen gran importancia, como importancia tiene la impedancia de la onda Z = E/H. Las radiaciones de baja impedancia (predomina el campo magnético) son más difíciles de atenuar. En campo lejano, situación muy común en microondas, cuando la distancia a la fuente de emisión es mayor que l/2p y la impedancia se considera igual a 377W, el valor de la atenuación se puede considerar como la suma de la absorción y reflexión que vienen dadas por las expresiones:
donde A es la atenuación por absorción, R la atenuación por reflexión (figura 1), f la frecuencia en MHz, t el grosor del panel metálico en cm, mr la permeabilidad magnética del metal relativa al cobre, y sr la conductividad eléctrica del metal relativa al cobre. La tabla 2 presenta valores de estas constantes para algunos metales.
Estas expresiones representan sólo una aproximación optimista de la atenuación global (A+R), puesto que intervienen además factores como la distancia a la fuente, degradación de la atenuación por fugas etc. Para impedancias bajas y frecuencias bajas la atenuación así calculada es mucho mayor de la que se obtiene en la realidad. Por estos motivos es conveniente que los diseños sean realizados por empresas especializadas.
Mallas metálicas
Las mallas metálicas son construidas como entramados de cable metálico de forma que el diseño tiene en cuenta el espesor del metal, t y la distancia entre los cables, g (luz de la malla). La relación t/g es del orden de 0.05 y varía entre 0.01 y 0.1. (en tejidos metalizados se alcanza 0.5). El valor de g varía entre 0.5 mm y 5 cm. La efectividad del blindaje o atenuación At es debida fundamentalmente a la reflexión siendo la absorción muy baja. Como que la absorción en general depende del producto srmr y la reflexión del cociente sr/mr, se buscan metales de alta conductividad y baja permeabilidad magnética.
Son de aplicación en campo lejano, es decir aproximadamente cuando la distancia de la pantalla al foco es mayor de la sexta parte de la longitud de onda (d>l/2p) y la atenuación que puede esperarse se deduce de las expresiones:
donde l es la longitud de la onda, c la velocidad de la luz (3 1010 cm/s), g el grosor del cable en cm, y f la frecuencia que expresada en MHz permite calcular la atenuación At a partir de la ecuación (7). En la figura 2 se expresa la dependencia de At respecto a f, de forma gráfica para algunos valores de g.
Ejemplo de aplicación
Se apantalla un emisor de microondas (f = 1GHz), mediante una malla de aluminio de luz g = 0.25 cm. Si la densidad de potencia medida en el punto de recepción antes de la instalación de la pantalla era de 50 w/m2 , deducir si se superará el valor de referencia una vez instalada la pantalla.
Según la ecuación (7) en nuestro caso tendremos una atenuación:
De la tabla 1 se extrae el valor del nivel de referencia para la frecuencia de 1GHz que resulta ser de f/40 (f en MHz), esto es 25 W/m2 . Así pues una vez instalada la pantalla la densidad de potencia transmitida, es decir atenuada, es mucho menor que el nivel de referencia.
Paneles perforados
Otro diseño de pantalla es el que consiste en un panel metálico en el que se han practicado orificios (p.e ventilación) como se muestra en la figura 3.
La atenuación que proporcionan se puede predecir a través de la siguiente expresión, fundamentalmente válida para predominancia de campos magnéticos:
donde t es el grosor del panel, g es el diámetro de los orificios y D es la raíz cuadrada del producto de las dimensiones (alto, h y ancho, a) del panel
En la práctica se aconseja elegir como atenuación previsible la correspondiente al valor más bajo entre los calculados a través de las expresiones (7) y (8)
Ejemplo de aplicación:
Calcular la atenuación de la radiación de 27 MHz que ofrece un panel perforado de 0.5 cm de grueso y dimensiones 50 x 70 cm, si los orificios practicados tienen un diámetro de 0.6 cm y el espacio entre sus centros de 2 cm.
Para la aplicación de la ecuación (8) se tienen los siguientes datos:
g = 0.6 cm, t = 0.5 cm, D = (50 x 70)1/2, y el número de orificios N = Nh x Na , siendo Nh y Na el número de orificios en una columna y una fila respectivamente del panel que se pueden calcular,
Nh = (50/2) + 1 = 26 y Na = (70/2) + 1 = 36
Según la ecuación (8) :
Ventanas ópticas
Cuando se precisa una ventana de observación en un encerramiento o blindaje (Resonancia magnética, hornos de microondas) se utiliza material transparente laminado a una malla metálica como las mencionadas anteriormente o a una capa fina metálica.
Las primeras tienen la inestimable ventaja frente a las segundas de la alta transmisión de la luz visible. La atenuación de las mallas metálicas insertas en cristales es aproximadamente la correspondiente a la indicada en la ecuación (7) suponiendo un valor de g entre 0.25 y 0.5.
El segundo tipo de ventanas disponen de una finísima capa (1mm) de un metal de alta estabilidad como el oro (potencial oxidación bajo). Una ventana de cristal con una lámina de oro de 1mm de espesor atenúa en la banda de RF-MO entre 70 y 80 dB.
Señalización
La presencia de radiación electromagnética de RF-MO supone de forma general la existencia de un riesgo residual no cuantificable, para personas portadoras de marcapasos cardíacos.
La presencia de campos y ondas electromagnéticas puede afectar al funcionamiento de los marcapasos cardíacos, tanto por la inducción de fuerzas sobre componentes ferromagnéticos del marcapasos, como por la interferencia que las ondas electromagnéticas puedan ejercer sobre el funcionamiento eléctrico del aparato y la programación de éste. Dando por supuesto el conocimiento que se tendrá acerca de la existencia en su caso de trabajadores expuestos que sean portadores de marcapasos (situación que debe evitarse), es necesaria la información sobre la existencia de la radiación para personas sobre las que no se puede conocer esa característica individual, como es el caso de visitas ajenas a la empresa o empresas subcontratadas. La señalización de advertencia, según lo dispuesto en el Real Decreto 485/1997 de 14 de abril sobre Disposiciones mínimas en materia de señalización de seguridad y salud en el trabajo, que en su anexo III muestra el pictograma de advertencia sobre la existencia de radiaciones no ionizantes o mejor aún un pictograma sobre el riesgo para portadores de marcapasos.
Trabajadores especialmente sensibles a los riesgos
Los valores de referencia cuya adopción permite prevenir la aparición de efectos debidos a la exposición a RF-MO no están diseñados para la protección del embarazo, estados febriles, terapias con fármacos que afecten a la termorregulación o como se comentó anteriormente a portadores de marcapasos u otros dispositivos insertos cuyo funcionamiento pueda verse alterado por la interferencia de estas radiaciones. En esos casos la filosofía preventiva debe conducir a evitar la exposición.
Recomendación general
El todavía insuficiente conocimiento acerca de los posibles efectos de las radiaciones de RF-MO, debido entre otros factores al hecho de que se masifica el uso tecnologías que implican su presencia (p.e. telefonía móvil), aconseja evitar las exposiciones innecesarias. Este principio que se justifica sobradamente en el caso de radiaciones ionizantes, puede ser aplicable en este caso, mientras se despejan las dudas que todavía existen.
Margarisabel Velasco Salas
Comunicaciones De Radiofrecuencia
http://www.siafa.com.ar/notas/nota16/exposicion-radiofrec2.htm
De lo dicho en la nota publicada anteriormente se desprende que la exposición a RF-MO, depende del valor de la densidad de potencia de las ondas en el punto de recepción o de las magnitudes E y H, (intensidades de campo eléctrico y magnético respectivamente) y del tiempo de exposición, por lo que las acciones correctoras deberán disminuir los valores de esas variables.
De las ecuaciones expuestas para la determinación de los niveles de exposición (6 a 10 de la nota anterior) se puede deducir la influencia de la reducción del tiempo de exposición en el valor final de las magnitudes E, H y S.
Veamos a continuación, aquellas medidas materiales que pueden ser determinantes para reducir la exposición laboral.
Aumento de la distancia entre el emisor y el receptor. Distancia de seguridad
La densidad de potencia (S) expresada en W/m2 en un punto situado a una distancia d expresada en metros de una antena emisora de RF-MO se puede calcular teóricamente mediante la expresión:
donde S es la densidad de potencia en un punto situado a una distancia d de la antena, P es la potencia nominal de la antena, (expresada en watios) G d es la ganancia de la antena en la dirección (d) a la antena, y At es la atenuación debida a paramentos que puedan absorber o reflejar la radiación, situados entre la antena y el punto en cuestión. La ganancia de la antena se suele expresar en decibelios y su significado se extrae de la expresión siguiente:
Lg = 10 log Pe/P (2)
donde P e es la potencia emitida por la antena en la dirección al punto de recepción
La atenuación (también denominada efectividad del blindaje) se expresa también en decibelios de forma que,
LAt = 10 log Pe/Pt (3)
donde Pt es la potencia transmitida a través del paramento, es decir la que realmente existe en el punto de exposición.
Para la aplicación de la ecuación (1) se debe expresar la ganancia y la atenuación de forma que:
Despejando en la expresión anterior (1) la distancia d, sustituyendo el resto de las variables por sus valores correspondientes y si el valor de S es el del límite de referencia correspondiente, se obtiene la distancia de seguridad, es decir la distancia más allá de la cual la exposición es inferior a la recomendada por el criterio de valoración.
Ejemplo de aplicación
Una antena de potencia nominal P = 200 vatios, emite a una frecuencia de 1 GHz siendo su ganancia en una determinada dirección de 15 dB. Averiguar la distancia de seguridad suponiendo que existe un paramento que atenúa 5 dB.
La distancia de seguridad se calcula mediante la ecuación (4) teniendo en cuenta que Gd = 1015/10 = 31,6 y que de acuerdo con la tabla 1 para una frecuencia de 1GHz, Sref = 25 W/m2.
Por otra parte la atenuación será At = 105/10 = 3.16, con lo que sustituyendo en (20)
Encerramientos
Están constituidos por "cajas" construidas con paneles metálicos que ofrezcan continuidad conductora y con toma a tierra, donde el grosor, la permeabilidad magnética, la conductividad eléctrica del metal la distancia de la pantalla a la fuente, la frecuencia de la onda son las variables que intervienen en la atenuación. El grosor teniendo en cuenta la densidad del metal, genera problemas de peso y también de coste en las instalaciones.
Por ello se usan preferentemente paneles finos (como mucho de unos pocos milímetros). En esas circunstancias los valores de las otras variables tienen gran importancia, como importancia tiene la impedancia de la onda Z = E/H. Las radiaciones de baja impedancia (predomina el campo magnético) son más difíciles de atenuar. En campo lejano, situación muy común en microondas, cuando la distancia a la fuente de emisión es mayor que l/2p y la impedancia se considera igual a 377W, el valor de la atenuación se puede considerar como la suma de la absorción y reflexión que vienen dadas por las expresiones:
donde A es la atenuación por absorción, R la atenuación por reflexión (figura 1), f la frecuencia en MHz, t el grosor del panel metálico en cm, mr la permeabilidad magnética del metal relativa al cobre, y sr la conductividad eléctrica del metal relativa al cobre. La tabla 2 presenta valores de estas constantes para algunos metales.
Estas expresiones representan sólo una aproximación optimista de la atenuación global (A+R), puesto que intervienen además factores como la distancia a la fuente, degradación de la atenuación por fugas etc. Para impedancias bajas y frecuencias bajas la atenuación así calculada es mucho mayor de la que se obtiene en la realidad. Por estos motivos es conveniente que los diseños sean realizados por empresas especializadas.
Mallas metálicas
Las mallas metálicas son construidas como entramados de cable metálico de forma que el diseño tiene en cuenta el espesor del metal, t y la distancia entre los cables, g (luz de la malla). La relación t/g es del orden de 0.05 y varía entre 0.01 y 0.1. (en tejidos metalizados se alcanza 0.5). El valor de g varía entre 0.5 mm y 5 cm. La efectividad del blindaje o atenuación At es debida fundamentalmente a la reflexión siendo la absorción muy baja. Como que la absorción en general depende del producto srmr y la reflexión del cociente sr/mr, se buscan metales de alta conductividad y baja permeabilidad magnética.
Son de aplicación en campo lejano, es decir aproximadamente cuando la distancia de la pantalla al foco es mayor de la sexta parte de la longitud de onda (d>l/2p) y la atenuación que puede esperarse se deduce de las expresiones:
donde l es la longitud de la onda, c la velocidad de la luz (3 1010 cm/s), g el grosor del cable en cm, y f la frecuencia que expresada en MHz permite calcular la atenuación At a partir de la ecuación (7). En la figura 2 se expresa la dependencia de At respecto a f, de forma gráfica para algunos valores de g.
Ejemplo de aplicación
Se apantalla un emisor de microondas (f = 1GHz), mediante una malla de aluminio de luz g = 0.25 cm. Si la densidad de potencia medida en el punto de recepción antes de la instalación de la pantalla era de 50 w/m2 , deducir si se superará el valor de referencia una vez instalada la pantalla.
Según la ecuación (7) en nuestro caso tendremos una atenuación:
De la tabla 1 se extrae el valor del nivel de referencia para la frecuencia de 1GHz que resulta ser de f/40 (f en MHz), esto es 25 W/m2 . Así pues una vez instalada la pantalla la densidad de potencia transmitida, es decir atenuada, es mucho menor que el nivel de referencia.
Paneles perforados
Otro diseño de pantalla es el que consiste en un panel metálico en el que se han practicado orificios (p.e ventilación) como se muestra en la figura 3.
La atenuación que proporcionan se puede predecir a través de la siguiente expresión, fundamentalmente válida para predominancia de campos magnéticos:
donde t es el grosor del panel, g es el diámetro de los orificios y D es la raíz cuadrada del producto de las dimensiones (alto, h y ancho, a) del panel
En la práctica se aconseja elegir como atenuación previsible la correspondiente al valor más bajo entre los calculados a través de las expresiones (7) y (8)
Ejemplo de aplicación:
Calcular la atenuación de la radiación de 27 MHz que ofrece un panel perforado de 0.5 cm de grueso y dimensiones 50 x 70 cm, si los orificios practicados tienen un diámetro de 0.6 cm y el espacio entre sus centros de 2 cm.
Para la aplicación de la ecuación (8) se tienen los siguientes datos:
g = 0.6 cm, t = 0.5 cm, D = (50 x 70)1/2, y el número de orificios N = Nh x Na , siendo Nh y Na el número de orificios en una columna y una fila respectivamente del panel que se pueden calcular,
Nh = (50/2) + 1 = 26 y Na = (70/2) + 1 = 36
Según la ecuación (8) :
Ventanas ópticas
Cuando se precisa una ventana de observación en un encerramiento o blindaje (Resonancia magnética, hornos de microondas) se utiliza material transparente laminado a una malla metálica como las mencionadas anteriormente o a una capa fina metálica.
Las primeras tienen la inestimable ventaja frente a las segundas de la alta transmisión de la luz visible. La atenuación de las mallas metálicas insertas en cristales es aproximadamente la correspondiente a la indicada en la ecuación (7) suponiendo un valor de g entre 0.25 y 0.5.
El segundo tipo de ventanas disponen de una finísima capa (1mm) de un metal de alta estabilidad como el oro (potencial oxidación bajo). Una ventana de cristal con una lámina de oro de 1mm de espesor atenúa en la banda de RF-MO entre 70 y 80 dB.
Señalización
La presencia de radiación electromagnética de RF-MO supone de forma general la existencia de un riesgo residual no cuantificable, para personas portadoras de marcapasos cardíacos.
La presencia de campos y ondas electromagnéticas puede afectar al funcionamiento de los marcapasos cardíacos, tanto por la inducción de fuerzas sobre componentes ferromagnéticos del marcapasos, como por la interferencia que las ondas electromagnéticas puedan ejercer sobre el funcionamiento eléctrico del aparato y la programación de éste. Dando por supuesto el conocimiento que se tendrá acerca de la existencia en su caso de trabajadores expuestos que sean portadores de marcapasos (situación que debe evitarse), es necesaria la información sobre la existencia de la radiación para personas sobre las que no se puede conocer esa característica individual, como es el caso de visitas ajenas a la empresa o empresas subcontratadas. La señalización de advertencia, según lo dispuesto en el Real Decreto 485/1997 de 14 de abril sobre Disposiciones mínimas en materia de señalización de seguridad y salud en el trabajo, que en su anexo III muestra el pictograma de advertencia sobre la existencia de radiaciones no ionizantes o mejor aún un pictograma sobre el riesgo para portadores de marcapasos.
Trabajadores especialmente sensibles a los riesgos
Los valores de referencia cuya adopción permite prevenir la aparición de efectos debidos a la exposición a RF-MO no están diseñados para la protección del embarazo, estados febriles, terapias con fármacos que afecten a la termorregulación o como se comentó anteriormente a portadores de marcapasos u otros dispositivos insertos cuyo funcionamiento pueda verse alterado por la interferencia de estas radiaciones. En esos casos la filosofía preventiva debe conducir a evitar la exposición.
Recomendación general
El todavía insuficiente conocimiento acerca de los posibles efectos de las radiaciones de RF-MO, debido entre otros factores al hecho de que se masifica el uso tecnologías que implican su presencia (p.e. telefonía móvil), aconseja evitar las exposiciones innecesarias. Este principio que se justifica sobradamente en el caso de radiaciones ionizantes, puede ser aplicable en este caso, mientras se despejan las dudas que todavía existen.
Margarisabel Velasco Salas
Comunicaciones De Radiofrecuencia
http://www.siafa.com.ar/notas/nota16/exposicion-radiofrec2.htm
PUBLICACION 1
TMW Microondas
Descripción del sistema
El sistema de entrenamiento en microondas ha sido concebido con el fin de transmitir
conocimientos básicos de la tecnología de hiperfrecuencias a través de ejercicios
prácticos. En el paquete básico, se hace énfasis en la propagación de las ondas, tanto
en las guías de ondas como al aire libre, estudiándose la influencia que ejercen diversos
materiales en la propagación de las ondas o en su atenuación. Asimismo, se establecen
los cimientos para comprender cómo funcionan los diferentes componentes de las guías de
ondas en el control del flujo de energía. El paquete básico consta de una guía de ondas
con diferentes componentes en la banda X, los cuales pueden ser acoplados unos a otros
mediante un sistema de fijación instantánea. Esto permite realizar los montajes en el
laboratorio de forma más rápida y segura al no ser necesario el tedioso atornillado de
los componentes de la guía de ondas en el sistema. Para el montaje estable sobre la mesa
de trabajo, se dispone de los soportes ajustables en altura que pueden ser insertados
en la parte inferior de los componentes de la guía de ondas. Como generador de
hiperfrecuencias se utiliza un oscilador Gunn con circuito resonante sintonizable
para la frecuencia de emisión. Para efectuar mediciones con el paquete básico puede
utilizarse un osciloscopio o un sistema de medición asistido por PC.
Contenido de los experimentos
TMW Tecnología de microondas
La serie de experimentos "Microondas" forma parte del complejo didáctico "Alta frecuencia"
y cubre los siguientes puntos:
El oscilador Gunn como generador de hiperfrecuencias
Propagación de las microondas en guías de ondas
Medición de longitudes de onda en guías de ondas
Medición de la relación de onda estacionaria (ROE)
Medición de la impedancia
Las guías de ondas y su funcionamiento (cavidades resonantes, acopladores en cruz, ...)
Medición de la frecuencia
Modulación y demodulación de una portadora de microondas
Propagación de las ondas al aire libre
Conexión con el ordenador
La utilización de la interfaz Uni-Tr@in-I, asistida por ordenador, facilita enormemente muchas
de las mediciones. Para realizar mediciones al aire libre, con la tecnología de microondas,
se han creado, especialmente, instrumentos virtuales para PC con sistemas operativos MS Windows,
que permiten trabajar con varios montajes experimentales en el laboratorio. La conexión de la
interfaz de medición al ordenador se realiza mediante el puerto USB o el puerto serie.
YONER J. VARELA E.
CRF
Descripción del sistema
El sistema de entrenamiento en microondas ha sido concebido con el fin de transmitir
conocimientos básicos de la tecnología de hiperfrecuencias a través de ejercicios
prácticos. En el paquete básico, se hace énfasis en la propagación de las ondas, tanto
en las guías de ondas como al aire libre, estudiándose la influencia que ejercen diversos
materiales en la propagación de las ondas o en su atenuación. Asimismo, se establecen
los cimientos para comprender cómo funcionan los diferentes componentes de las guías de
ondas en el control del flujo de energía. El paquete básico consta de una guía de ondas
con diferentes componentes en la banda X, los cuales pueden ser acoplados unos a otros
mediante un sistema de fijación instantánea. Esto permite realizar los montajes en el
laboratorio de forma más rápida y segura al no ser necesario el tedioso atornillado de
los componentes de la guía de ondas en el sistema. Para el montaje estable sobre la mesa
de trabajo, se dispone de los soportes ajustables en altura que pueden ser insertados
en la parte inferior de los componentes de la guía de ondas. Como generador de
hiperfrecuencias se utiliza un oscilador Gunn con circuito resonante sintonizable
para la frecuencia de emisión. Para efectuar mediciones con el paquete básico puede
utilizarse un osciloscopio o un sistema de medición asistido por PC.
Contenido de los experimentos
TMW Tecnología de microondas
La serie de experimentos "Microondas" forma parte del complejo didáctico "Alta frecuencia"
y cubre los siguientes puntos:
El oscilador Gunn como generador de hiperfrecuencias
Propagación de las microondas en guías de ondas
Medición de longitudes de onda en guías de ondas
Medición de la relación de onda estacionaria (ROE)
Medición de la impedancia
Las guías de ondas y su funcionamiento (cavidades resonantes, acopladores en cruz, ...)
Medición de la frecuencia
Modulación y demodulación de una portadora de microondas
Propagación de las ondas al aire libre
Conexión con el ordenador
La utilización de la interfaz Uni-Tr@in-I, asistida por ordenador, facilita enormemente muchas
de las mediciones. Para realizar mediciones al aire libre, con la tecnología de microondas,
se han creado, especialmente, instrumentos virtuales para PC con sistemas operativos MS Windows,
que permiten trabajar con varios montajes experimentales en el laboratorio. La conexión de la
interfaz de medición al ordenador se realiza mediante el puerto USB o el puerto serie.
YONER J. VARELA E.
CRF
Radiofrecuencias y microondas
Los principios físicos sobre los que se asienta la evaluación de las radiaciones electromagnéticas, las magnitudes a medir así como sus efectos sobre el ser humano, se relataron ya en la Nota Técnica de Prevención publicada anteriormente, y la mayor parte del contenido resiste el paso del tiempo, por lo que es conveniente su lectura previa a la de este documento. No obstante, la aparición de un criterio de valoración normalizado Norma ENV-50166/2 (Exposición humana a campos electromagnéticos de 10 kHz a 300 GHz) que entonces no existía, requiere hacer algunos comentarios de esta norma, que en principio puede ser una referencia en nuestro país para la evaluación de las exposiciones laborales o extralaborales. En la siguiente Nota Técnica de Prevención, se señalan algunas medidas de prevención aplicables a este tipo de exposiciones.
Aunque la denominación de las radiaciones según su frecuencia varía según diferentes clasificaciones, la mencionada norma abarca aquéllas cuya frecuencia se sitúa entre 10 kHz y 300 GHz. y las denomina Radiofrecuencias. En realidad abarca las bandas que habitualmente se denominan Radiofrecuencias (RF) y Microondas (MO)
Fundamentos de la evaluación
Restricciones básicas fisiológicas
La evaluación a través de esta norma se sostiene en el establecimiento de ciertas restricciones básicas fisiológicas, que son valores máximos de magnitudes que pueden ser generadas en el organismo expuesto a radiaciones RF-MO y que podrían ocasionar la aparición de efectos adversos para la salud. Las restricciones básicas en las que se basa la evaluación son:
Densidad de corriente inducida (J)
La presencia de un campo eléctrico en el interior del organismo generado por un campo eléctrico o un campo magnético externo variable en el tiempo induce una corriente eléctrica cuya densidad de corriente (J) es proporcional a los valores de la intensidad del campo eléctrico (E) o magnético (H) respectivamente y a la frecuencia según las expresiones siguientes:
J = k f E (1)
J = s r p f mH (2)
En la ecuación (1), k es un factor en el que interviene la forma, constitución y orientación de la masa sobre la que actúa E y f es la frecuencia en hercios.
En la ecuación (2), s es la conductividad del medio, r es el radio de la supuesta espira que atraviesa perpendicularmente el campo magnético, m es la permeabilidad magnética y f es la frecuencia de la variación sinusoidal de H.
Para la aplicación de la ecuación (1) se acepta un valor k = 10-8 S/Hz m (Siemens/Hercio metro). En la ecuación (2) se toma un valor de s = 0.6 S/m, un radio de 0.1 m y un valor de m = 4p10-7 H/m. Estos valores son aceptables para la zona del corazón.
Para frecuencias de valores entre 10kHz y 10 MHz, la corriente inducida no debe exceder del valor J = f/100 mA/m2 , con lo que aplicando las expresiones (1) y (2) nos arroja valores de E = 1000 V/m y H = 42.2 A/m.
Estos son los valores de referencia ambientales de las magnitudes medibles E y H que si no se sobrepasan cumplirán la Restricción Básica J.
Tasa de absorción específica o Specific Absortion Rate (SAR)
Los tejidos pueden ver incrementada su temperatura debido a la absorción de energía (en forma de calor) transmitida por las radiaciones electromagnéticas de frecuencias entre 10 kHz y 300 Ghz. Se establece preventivamente que el aumento de 1°C de la temperatura es el máximo aceptable para evitar efectos adversos para la salud (efectos térmicos). La energía necesaria para aumentar la temperatura de un cuerpo se puede expresar como:
Q = DT Ce m
siendo Q la energía necesaria para aumentar en DT la temperatura de un cuerpo de masa m y calor específico Ce.
La velocidad con que aumenta la temperatura será:
DT/Dt = Q m / Dt Ce
donde Q/Dt será la potencia calorífica necesaria, para generar tal gradiente de temperatura. Tal potencia expresada por unidad de masa se denomina SAR (especific absortion rate) y sus unidades son W/kg.
Ce DT/Dt = SAR (3)
Teniendo en cuenta la diferente composición de los tejidos que forman el organismo, también los valores de Ce son variables. Se sabe que un valor máximo de la SAR = 4 W/kg durante más de 6 minutos, promediado en todo el cuerpo, es suficiente para elevar 1°C la temperatura de los tejidos, por lo que se propone un valor máximo admisible (restricción básica) resultante de aplicar un coeficiente de seguridad de 10, esto es SAR£ 0.4 W/kg.
La SAR existente se puede calcular teóricamente a través de simulaciones complejas mediante diversos métodos que recoge la bibliografía, pero en la práctica es difícil obtener ese dato. Las ecuaciones básicas son, para la determinación de SAR además de la (3), las siguientes:
SAR = s (Ei)2 / r (4)
SAR = J2 / rs (5)
siendo s la conductividad en Siemens/m, r la densidad del tejido corporal en kg/m3, J el valor de la densidad inducida de corriente eléctrica en Amperios /m, y Ei el campo eléctrico en el interior del organismo, en Voltios/m, todos ellos referidos al tejido corporal correspondiente.
A partir del valor máximo aceptado de la SAR = 0.4 W/kg, se deducen los valores de intensidad del campo eléctrico y magnético externos que sirven de referencia como valores a no superar.
Al efectuar el promedio de la SAR en todo el cuerpo, podrían darse valores muy altos en zonas pequeñas sin superar por ello la media de 0.4 W/kg. En tal sentido no es tolerable cualquier valor local, por lo que se proponen limitaciones adicionales para proteger zonas poco refrigeradas, como son aquéllas pobremente vascularizadas (cristalino, testículos, etc.).
Las limitaciones adicionales a la SAR promedio, se refieren a pequeñas zonas del cuerpo (10 gramos de masa, supuesta forma de cubo) y se diferencian las manos, muñecas, pies y tobillos (SAR £ 20 W/kg) y resto de zonas del cuerpo (SAR £ 10 W/kg)
Absorción específica o Specific Absortion (SA)
Esta limitación a la energía disipada en muy cortos periodos de tiempo pretende prevenir efectos «auditivos» que aunque se consideran dentro de los posibles efectos generados por las RF como de bajo nivel, fueron ya, en los años 40, descritos por trabajadores expuestos a RF-MO, en lo que se llamaba coloquialmente «oír el radar» y que se traduce en silbidos o zumbidos.
La absorción de radiación de RFMO en un material dieléctrico, puede producir energía acústica a través de diferentes mecanismos entre los que se destacan la fuerza electrocompresiva (deformación elástica en presencia de un campo electromagnético) y tensión termoelástica (expansión debida al incremento de temperatura). Estos mecanismos pueden producir ondas de presión a nivel del oído interno que son interpretadas como un sonido. Parece demostrado que el aumento brusco de temperatura produce la expansión de fluidos del sistema auditivo (tensión termoelástica), con generación de ondas de presión, siendo éste el mecanismo más importante inductor de la sensación de ruidos. La intensidad de este mecanismo es función de la energía total recibida por pulso, cuando estos duran menos de 30 ms de duración.
Por este motivo se añade una restricción básica que se denomina Specific Absortion (SA) a SA = 10 mJ/kg que es la energía por unidad de masa máxima a recibir en radiación pulsada de 30 ms o menos. Este valor de energía equivale a una SAR de 333 W/kg (0.01 Julios/kg multiplicado por 30•10-6 segundos). La relación entre esta SAR para pulsos y la SAR máxima para larga duración promediada en todo el cuerpo (0.4 W/kg) es de 833. Dado que la SAR es función del cuadrado de los valores de E y H externos, se obtienen los valores de referencia máximos ambientales de E y H para pulsos, multiplicando los correspondientes a periodos de más de 6 minutos de duración por un factor próximo a 29 (raíz cuadrada de 833).
Valoración de los resultados
Valores de referencia ambientales
Son valores de las magnitudes medibles en el ambiente, intensidad del campo eléctrico (E) en V/m, intensidad del campo magnético (H) en A/m y densidad de potencia de la onda (S) en W/m2 . Las relaciones y medición de estas variables se explicó suficientemente en la nota publicada anteriormente. Los valores de referencia no deben ser sobrepasados pero se permite una ligera desviación en casos especiales cuando se demuestre que no se sobrepasan las restricciones básicas correspondientes. Esto se debe a que los valores de referencia se corresponden con los respectivos valores propuestos como máximos para las restricciones básicas teniendo en cuenta las situaciones más desfavorables (p.e. polarización de E y H mas desfavorable).
Los valores de referencia, que se muestran en las tablas 1 y 2, dependen de la frecuencia de las ondas y de la duración de la exposición. La tabla 1 muestra dichos valores para emisión continua y en la tabla 2 figuran los límites para la radiación pulsada de duración de los pulsos igual o menor de 30 microsegundos (ms).
Tiempo de exposición y ponderación temporal
Se denomina exposición continua si el tiempo de exposición t ³ 6 minutos y de corta duración si es t < 6 minutos.
Se distinguen así mismo las exposiciones a radiación pulsante en las que la duración de los pulsos es menor de 30 ms (1ms = 10-6 s). Además se valoran de forma distinta aquellas exposiciones de frecuencias menores de 700 kHz que duran igual o menos de 100 milisegundos.
La ponderación de las exposiciones en el tiempo se lleva a cabo de la siguiente forma: Cuando la duración de la exposición es igual o menor de 100 ms y la frecuencia es menor de 700 kHz, donde predomina el efecto debido a la corriente inducida, las magnitudes que intervienen son la intensidad del campo eléctrico (E) y la intensidad del campo magnético (H), y el tiempo de ponderación es de T = 0.1 segundos.
Los valores de E y H medios ponderados en el tiempo que deben utilizarse son respectivamente,
T= 0,1 s
Por encima de frecuencias de 38 kHz para el campo magnético y 610 kHz para el eléctrico, donde predomina el efecto debido a la SAR (efecto térmico), las magnitudes que tienen mayor importancia son los cuadrados de la intensidad del campo eléctrico (E) y la intensidad del campo magnético (H), y el tiempo de ponderación es de T = 6 minutos. Los valores medios de E, H ó S (densidad de potencia) deben ser comparados con los respectivos valores de referencia máximos (tabla 1).
Las magnitudes E, H ó S correspondientes a pulsos (T £ 30 ms) se valoran comparando directamente con los valores de referencia de la tabla 2.
Ejemplo de aplicación
Evaluar el riesgo higiénico debido a la presencia de radiación electromagnética de un individuo que controla el funcionamiento de un horno de secado mediante RF de frecuencia 27 MHz. Durante la mayor parte de la jornada se halla a 2 metros de distancia del horno debiendo aproximarse de vez en cuando para realizar breves intervenciones en la alimentación y descarga. De la observación del proceso se determina que en las peores condiciones (periodos de 6 minutos de máxima exposición) permanece 20 segundos junto al horno donde las mediciones ambientales arrojan valores de E = 140 V/m y H = 0.3 A/m, 200 segundos a 50 cm del horno donde E = 32 V/m y H = 0.07 A/m, y el resto (140 segundos) a 2 metros del horno, donde E = 15 V/m y H = 0.04 A/m.
A partir de las ecuaciones (8) y (9) se calcula:
De la tabla 1 se extraen los valores de referencia para f = 27 MHz, E = 61.4 V/m y H = 0.16 A/m. Se puede concluir que si las condiciones no varían no se superará la restricción básica de la SAR £ 0.4 W/kg establecida para los riesgos derivados del incremento térmico de los tejidos.
Exposiciones simultáneas a una o más fuentes
Estrictamente hablando, a frecuencias inferiores a 10 MHz los campos eléctricos y magnéticos son capaces de inducir corrientes eléctricas por lo que sus respectivas contribuciones deberían ser adicionadas. Para ello se suman los respectivos valores de las magnitudes intensidad del campo eléctrico (E) e intensidad del campo magnético (H) estandarizadas al valor límite (L i ) correspondiente según se indica en la tabla 1:
Debe tenerse en cuenta que los sumatorios indicados tienen en cuenta Ei y Hi si provienen de una sola fuente o de varias.
Por otra parte existirá aditividad respecto al valor final de la SAR (efecto térmico) de las radiaciones de frecuencias entre 10 kHz y 300 GHz y son las magnitudes E y H al cuadrado las que intervendrán por lo que se aplicará:
Como que a frecuencias entre 10 kHz y 10 MHz se solapan los efectos de inducción de corriente eléctrica y cesión de calor, se opta por el criterio más restrictivo en cada caso. Como norma que facilita la evaluación se utiliza la ecuación (11) para frecuencias menores de 700 kHz y las (12) y (13) para frecuencias superiores a ese valor.
La existencia de pulsos provenientes de diferentes fuentes de emisión se evalúa a través de las siguientes expresiones:
siendo Li los respectivos niveles de referencia para valores "pico" que se muestran en la tabla 2
Ejemplo de aplicación
En el servicio de rehabilitación de un hospital se utilizan diversas técnicas de diatermia para la aplicación localizada de calor a los pacientes. Se dispone en concreto de una unidad de terapia de onda corta con generador de 27 MHz que puede trabajar en continuo o en radiación pulsada cuyos impulsos duran 400 ms y cuya frecuencia de impulsos es de 200 Hz. Se dispone además de un generador de microondas de frecuencia de emisión f = 2450 MHz en modo continuo. Ambas unidades se hallan localizadas en compartimentos contiguos. Debido al reducido espacio de que dispone el Servicio de rehabilitación y a la acumulación los diferentes instrumentos se producen a menudo exposiciones en puntos cercanos a las unidades de RF y MO de forma que se simultanea la presencia de ondas de 27,12 MHz y 2450 MHz con valores medidos para la primera E = 40 V/m y H = 0,07 A/m en continuo y en forma de pulsos de E = 100 V/m y H = 0,2 A/m. Siendo para la segunda, de E = 70V/m y H = 0.08A/m. Dichas exposiciones pueden durar más de 6 minutos. Valorar el riesgo por exposición a radiaciones electromagnéticas del personal del servicio sometido a esas condiciones.
Ya que las frecuencias que intervienen son netamente superiores a 700k Hz predomina el efecto térmico por lo que la exposición depende de los valores E2 y H2 . Teniendo en cuenta lo indicado en cuanto a exposición a dos fuentes simultáneas (ecuaciones 12 y 13) y suponiendo dos situaciones diferentes:
CASO 1) Emisión simultanea de RF continua y MO
CASO 2) Emisión simultánea de RF pulsada y MO
El valor de E y H provenientes de la radiación RF pulsada de 27.12 MHz se obtiene del valor de esas magnitudes en los pulsos la duración del pulso y la frecuencia de repetición de los pulsos, teniendo en cuenta además, que la exposición se pondera en 6 minutos, pero que el valor de la media de E y H se mantiene en ciclos de 1 segundo:
Los pulsos duran más de 30 ms, por lo que se valora en función de los valores de la tabla 1. Aunque el tiempo por pulso es menor de 100ms, la frecuencia de las ondas es netamente superior a 700 kHz, por lo que la valoración es por efecto térmico.
Aplicando las ecuaciones 12 y 13
De lo que se concluye que no se superan los valores de referencia en las condiciones mencionadas. Deberán evitarse no obstante, las exposiciones de trabajadores que debido a sus condiciones individuales no se pueda garantizar su seguridad con los valores de referencia aplicados (p.e embarazo, enfermedad, marcapasos, etc.)
Margarisabel Velasco Salas
Comunicaciones De Radiofrecuencia
http://www.siafa.com.ar/notas/nota15/exposicion-radiofrec1.htm
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