Trucos

Los Trucos
Andrómeda se encuentra a 2,2 millones de años luz. ¿Cómo cree Ud. que
hicieron para medir esa distancia, mandaron un cohete con un
cuentakilómetros?. Se hizo con mediciones indirectas, obviamente.
La forma de diseñar en RF y microondas en el Primer Mundo es con un
programa CAD (don Smith duerme junto a la regla de cálculo) al que se
ingresan los parámetros S de cada componente. Si éstos no están
disponibles, o se necesitan para otra frecuencia o condición de
funcionamiento, se procede a armar un circuito de prueba y a
relevarlos con un analizador de redes. Todo este despliegue de
tecnología nos puede parecer tan inalcanzable como lo de mandar el
cohete, pero no hay opción cuando se requiere grandes anchos de banda
con máxima planicidad, óptimo aprovechamiento de los dispositivos, y
mínimo tiempo de desarrollo, todo junto. Cuando no es tan así (p. ej.
diseñar para un "nicho" del mercado sin competencia de grandes), y la
falta de know-how o moneyware es factor determinante, no se dé por
vencido sin considerar el tradicional cut-and-try. Eso sí: no lo
quiera bueno, rápido y barato. Demasiadas empresas no tenían tiempo o
dinero para hacer las cosas bien de primera intención, pero después
parece que sí los tenían para remendarlas. A continuación veremos
algunos ejemplos de trucos.
* ¿Cómo estimar lo que pierde un circuito sintonizado, p. ej. a la
entrada de un receptor?. Reemplácelo provisoriamente por una red
adaptadora L, que es siempre lo que adapta con mínima pérdida, y
compare cuánto menos nivel hay que aplicar a la entrada.
* ¿Cómo saber qué topología usar para una red L?. Ésta posee una
reactancia en serie y una en paralelo. Teniendo en cuenta que c/u de
ellas puede ser inductiva o capacitiva, y que la paralelo puede estar
del lado generador o carga, tenemos un total de ocho variantes
posibles. Obviamente, si supiésemos las impedancias de generador y
carga ya mismo estaríamos echando mano al ábaco de Smith, pero
supongamos que no es el caso.
Comencemos por lo más sencillo: agregar una pequeña capacitancia en
paralelo, p. ej. con el escarbadientes capacitivo más chico. Si mejora
la ganancia, sígala aumentando hasta encontrar el máximo. Si empeora,
coloque un inductor bien grande en paralelo y vaya desbobinándolo o
sacándole núcleo hasta lo óptimo.
Luego tantee con colocar una reactancia en serie de uno u otro lado.
Si se tiene alguna idea de por lo menos de qué lado (generador o
carga) está la impedancia más baja, ahí es donde se colocará la
reactancia serie, para disminuir los tanteos.
Estos pasos se repetirán iterativamente.
Si ello resultase más cómodo, puede empezarse el tanteo introduciendo
una reactancia en serie en vez de la paralelo.
* ¿Cómo medir la frecuencia de resonancia de un LC sin sacarlo del circuito?.
- Acérquele a un costado un lazo (eslabón) conectado al barredor u
oscilador variable.
- Del otro, un lazo para el analizador o punta detectora amplificada,
y si fuera posible, alejado del primero.
- Si el circuito tiene aplicada la alimentación, conviene que los
lazos estén hechos de alambre aislado, máxime si los instrumentos
tienen puesta a tierra.
- Se producirá una respuesta con un pico y un pozo, ambos más arriba
de la frecuencia real de resonancia, pero lo más cercano a la real es
el pico.
Los lazos deben estar lo más alejados posible de la bobina para
minimizar error en la sintonía. Es la misma precaución que al usar un
dip-meter.
El pozo es por culpa de que algo del campo generado pasa directamente
al analizador sin pasar por la bobina, y debería irse más arriba si
físicamente se pudiera colocar los lazos en los extremos opuestos.
En la figura QMETRO se ilustra una versión que usa el acoplamiento
capacitivo de conductores cercanos (o capacitores físicos si la
frecuencia es baja):
Se elegirá una u otra versión según la disponibilidad de masas para
los coaxiles.
Si el LC está solo, sin conexión a un circuito, se puede medir una
inductancia utilizando un capacitor conocido:
L = 25330 / ( C * f^2 ) donde L es en uH; C es en pF; f (del pico) es en MHz
Elegir un capacitor de valor cercano al que va a tener en el circuito,
ya que se estará midiendo el valor de inductancia afectado por la
capacitancia parásita lo cual hace que el valor de L medido dependa de
la frecuencia.
Y conociendo el ancho de banda a -3dB se puede calcular el Q. Éste es
el Q del circuito LC total, no de la bobina, pero en la práctica esto
es lo que importa ya que considera la presencia de un capacitor no
ideal.
Por último, para evitar la producción del pozo arriba de la resonancia
deseada, puede usarse un acoplamiento mixto: capacitivo en uno de los
cables, lazo en el otro.
* El truco de determinar la frecuencia de un oscilador batiéndolo
contra una emisora, no camina bien si es una emisora de FM: deberá
esperar a que no haya casi nada de modulación. Si en su pueblo hay
algunos huecos sin emisoras en el dial, es mejor batir contra las
armónicas de un oscilador a cristal.
* Si se tiene la suerte de poseer un analizador de espectro, lo que
falta para la felicidad completa es un generador con seguimiento
(tracking generator).
Mediante conexiones traseras a los osciladores locales del analizador,
el tracking crea una frecuencia que coincide con aquella a la que está
sintonizado el analizador, en cada momento del barrido. En conjunto
ambos instrumentos se comportan como un analizador de redes escalar
(no vectorial), utilísimo para levantar la transferencia de
dispositivos. Esto normalmente se hace con generador de barrido más
punta detectora, pero con el tracking se tiene la demoledora
conveniencia de disponer del mayor rango dinámico y la escala
logarítmica del analizador.
La mala noticia es que si la adquisición del analizador dejó los
bolsillos vacíos, muy probablemente el tracking siga del otro lado del
mostrador.
Pero hay una forma de simularlo si el analizador tiene persistencia
digital (que lo trazado no se borra hasta el barrido siguiente).
Simplemente se lo pone en un barrido relativamente lento, p. ej. 100 ó
200ms/div, y se reemplaza el tracking por un barredor común con la
máxima velocidad de repetición posible. De este modo, mientras la
ventana del analizador se va desplazando lentamente, en cada punto
será alta la probabilidad de que en algún momento la frecuencia
instantánea del barredor haya coincidido. Es como el perro que da
vueltas continuamente alrededor del dueño mientras éste camina
lentamente.
Esta idea se probó con un veterano Wavetek 1801B modificado para 500
barridos/s, y un analizador Advantest R4131DN. Las designaciones de
controles que se mencionan más adelante se refieren a esta pareja.
Se pone el analizador en el modo POSITIVE PEAK DET para que la imagen
salga más o menos continua, en vez de tener el aspecto de un bosque de
rayas verticales adyacentes.
El precio a pagar es una mayor lentitud para completar cada barrido.
Además hay que asegurarse de la exactitud de lo que se está viendo,
probando alguna vez con aumentar el BW del analizador o reduciendo su
velocidad de barrido a ver si se modifica la curva obtenida, o
poniendo el analizador en MAX (memorizar los máximos) y haciendo el
barrido del generador manualmente. Por último, las armónicas y
espúreas del barredor pueden llegar a molestar bastante más que si
fuese un tracking, justamente por carecer del sincronizado de
frecuencia.
Si el barredor sólo tiene barrido disparado por los 50Hz de línea, la
espera para obtener una imagen completa se hace desesperante.
Experimente con agregarle un oscilador diente de sierra externo más
rápido. Pero sin abusar: más allá de una cierta velocidad de
repetición comenzará a haber problemas porque el circuito del barredor
no está preparado para ello. El modelo mencionado comienza a achicar
el ancho de barrido al superar los 500 barridos/segundo. También puede
resultar lenta la acción del nivelador (ALC), particularmente cuando
recomienza el barrido tras estar cortada la RF en el retrazado.
* El barredor citado posee dos bandas: 0 a 500MHz, y 450 a 950MHz. En
una oportunidad se tuvo la necesidad de ver una respuesta desde 50 a
900MHz, para lo cual se procedió así: se puso el analizador en un
barrido bien lento, como para seguirlo con la mirada, desde 0 a
1000MHz, y el barredor inicialmente en el rango 0...500. Cuando el
barrido llegó justo antes de 500 se cambió la posición de la llave de
banda y se continuó memorizando en la otra mitad de la pantalla.
* Se necesitaba la máxima ampliación de escala posible en el
analizador. Las escalas disponibles son 10dB/div, 2dB/div, y lineal
(100% a 0%, o sea desde 0dB hasta infinitos dB negativos). En esta
última, entre las divisiones de 100% y 90%, se tiene una relación de
0,92dB. O sea que si se ajusta el atenuador del instrumento para
visualizar las partes importantes en las divisiones superiores,
logramos una escala de aproximadamente 1dB/div. * Al usar el conjunto
barredor - analizador mencionado, poniendo éste en la escala de
2dB/div se apreciaba claramente la aplanicidad combinada de ambos.
Para simular un sistema perfecto se normalizaba conectándolos sin el
circuito bajo prueba, pero incluyendo los cables, conectores,
adaptadores, etc. que se fuesen a usar, y se utilizaba la función
NORM.
* Hablando de planicidad, en un momento se creyó que, tratándose de un
instrumento de 3,4GHz, la planicidad de 0 a 500MHz sería perfecta. No
fue así: de 0 a 300MHz ya tenía un bajón, para después recuperar un
poco. Muy probablemente este comportamiento se repitiese más adelante.
Como estos instrumentos tienen una primera conversión a una FI muy
alta, las reflexiones internas del conversor a las armónicas del
oscilador barrido, y cada producto resultante, modifican en forma
impredecible la ganancia de conversión. En general, un analizador de
espectro no es lo mejor para medir niveles absolutos, hay que recurrir
al bolómetro.
¿Y cómo podíamos saber si la aplanicidad era del analizador o del
barredor?. El detector interno del barredor, conectado a salida del
propio instrumento, decía que era más plana de lo que hacía creer el
analizador. ¿Quién decía la verdad?. El desempate lo dio un detector
casero que coincidía bastante bien con el interno.
* ¿Los instrumentos que Ud. usa ya pasaron por otras manos?. Comience
por verificar que no haya terminaciones de 50 ó 75 ohm dañadas por
aplicación de CC o alta potencia. Si el circuito del instrumento
indica que no hay capacitor de bloqueo de CC a la entrada, y que la
impedancia de entrada está proporcionada por un resistor físico, éste
se puede inspeccionar desde afuera con un óhmetro.
Un buen consejo: deje conectado siempre un atenuador lo más alto
posible a la entrada de un instrumento por si le llega mucho nivel.
También es buena idea dejar puesto siempre un conjunto macho - hembra
en los conectores de los instrumentos para evitar que se venza o
tuerza el pin o receptáculo después de muchas inserciones. Esto es muy
recomendable si se está mezclando versiones de 50 y 75ohm en
conectores BNC ó N porque los machos de 50 tienen el pin más grueso
que los de 75 y tienden a arruinar las hembras de 75.
* Para hacer mediciones de espectro sobre la salida de un transmisor
es necesario empezar por atenuar esa señal. Los dos métodos de
laboratorio tradicionales son: el atenuador de potencia; y el
acoplador direccional, que está restringido en ancho de banda pero
además permite medir ROE.
¿Y si no tenemos ni uno ni otro?. Para mediciones poco exigentes tales
como frecuencia o monitorear la modulación, se puede acercar el cable
del instrumento al compartimiento de la etapa final de modo de captar
por capacitancia, o agregarle una espira para acoplar inductivamente.
Si el ambiente está bastante cargado de RF, bastará con un chicote que
haga de antena.
Pero olvídese de usar el aire como atenuador cuando va a verificar
cosas de banda ancha, tales como transmisores de televisión: la
multitud de reflexiones en la planta transmisora y adyacencias se
manifiesta como una grosera deformación de la respuesta de esa
atenuación. Cuesta convencer al cliente que no se puede monitorear una
transmisión de TV al pie de la torre, y no porque llegue demasiada
señal al televisor.
Como ejemplo de la gravedad, mencionemos que al intentar medir así el
espectro de un transmisor de TV en UHF, si bien la portadora aural
estaba realmente a -10dB de la de imagen, ¡en el analizador aparecía
como más fuerte!. Y eso que está a sólo 4,5MHz, una distancia
porcentualmente pequeña. Se decidió desconectar el cable a la torre, y
en esa salida poner el analizador a través de algún atenuador más
adecuado que el aire. No había una casa de instrumental en cientos de
km a la redonda, así que se decidió explotar la pérdida de un cable
(los números son ficticios pero el caso fue real):
- Se tenía un rollo de RG58 con espuma, que según un viejo Radio
Amateur's Handbook pierde 7,1dB por cada 100 pies en 420MHz. O sea
0,233dB/m.
- En 600MHz debe aumentar en [raíz cuadrada de (600/420) ] = 1,43, o
sea se va a 0,278dB/m
- El rollo tenía 51 vueltas de unos 50cm de diámetro,. o sea PI*51*0,5 = 80,1m.
- O sea 22,4dB, unas 174 veces en potencia.
- Como la potencia de salida es 10W, llegarán 57mW al par de
atenuadores colocados a la entrada del analizador (eso sí, son de
CATV, 75ohm en vez de 50 ohm, pero en medio del campo era imposible
ponerse en exigente...), potencia que deben tolerar perfectamente.
La atenuación conseguida no es nada plana, pero alcanza dentro de la
banda del canal.
Como anécdota, causó extrañeza en principio el elevado nivel de basura
observado en frecuencias de algunos MHz. Es que el coaxil
prácticamente no atenúa en esa zona, y deja pasar tal cual residuos
tales como componentes de 4,5MHz generados por batido entre las
portadoras mediante las alinealidades de la etapa final. En otra
oportunidad en que el resistor de carga estaba accesible, se atenuaron
bastante los residuos conectándole una bobina de pocas vueltas en
paralelo, que se comporta como un cortocircuito para las bajas
frecuencias.
En otra oportunidad se quiso medir la potencia rectificando la tensión
en el conector de salida con un 1N60. Al superar unos 35V rectificados
se pinchó. Se reemplazó por un 1N4148 que anduvo Ok. Para determinar
si la inclusión de este diodo molestaba, se miró con el analizador
(tras el consabido atenuador) si el nivel de salida era afectado.
Atenúe la entrada del instrumento: si lo que ve en pantalla baja menos
que la atenuación introducida, el problema existe. Un ejemplo puede
darse al medir la salida de un conversor de banda ancha: el residuo
del oscilador local es mucho más fuerte que la FI, y probablemente no
se advierta porque cae fuera de la pantalla.
* Al usar un cierto analizador, se notó que cuando la frecuencia
aplicada a su entrada era de 70MHz, el pastito (línea base) se
levantaba a todo lo ancho de la pantalla, sin importar en qué rango
estuviese barriendo. Ello se debía a que la 2a FI del analizador era
de 70MHz: una cierta porción de energía de la entrada llega hasta la
2a FI sin depender de las conversiones de frecuencia. Si esta señal
está barrida en frecuencia, se visualizarán momentáneos levantamientos
del pastito en lugares inesperados.
* Para averiguar qué frecuencia es la que estaba interfiriendo en una
recepción de TV, se puso una trampa variable en antena (una bobina al
aire en paralelo con un trimmer, y en serie con la línea), se varió
buscando mínima interferencia (tramado) en la pantalla, se sacó, y se
midió en qué frecuencia quedó, con el método descripto en esta nota.
Desde luego que el método es difícil de aplicar si hay más de una
frecuencia interferente con amplitudes similares.
* ¿Cómo se hace para hacer mediciones de RF en un punto intermedio de
un circuito, sin interrumpirlo o si no es de 50 ó 75 ohm?. En CC y
audio estamos acostumbrados a evitar molestar un circuito usando un
téster u osciloscopio con muy alta resistencia para no cargarlo. En RF
lamentablemente no abundan las puntas de medición de alta impedancia;
ni sueñe con que mantengan 1Mohm en 100MHz.
Sabiendo que la corriente media de un transistor bipolar varía algo
con el nivel de la señal aplicada, basta con mirar con el osciloscopio
las variaciones de tensión de CC en su resistor de emisor (A), y hacer
de cuenta que está conectado a una punta detectora de impedancia
infinita con respuesta cuadrática. Se sobreentiende que el capacitor
de emisor no debe ser de tan alto valor como para molestar a la
frecuencia de barrido. Como la variación de tensión es pequeña frente
al valor medio, se debe acoplar en CA, y usar la máxima sensibilidad
posible, agregando si es necesario un preamplificador de CA. Aumentar
o disminuir 3dB el nivel de la RF a la entrada para saber si no se
está produciendo deformación de la curva por excesivo nivel. Si el
emisor está a masa para la CC (B), puede observarse el valor medio de
la tensión en base intercalando un choke o resistor, o bien usando la
tensión de colector si no está unido directamente a la fuente para la
CC, y si ésta está libre de zumbido.
* En el puesto de calibración de sintonizadores de TV, se quería medir
la respuesta de RF por el método de la variación en la tensión de
emisor del transistor conversor. Para poder ver algo hacía falta meter
mucha RF por antena, y el transistor saturaba por la alta excursión de
FI en su colector. La solución ideal era cortocircuitar el colector
para la señal. Como la impedancia que ve el colector es la de carga,
multiplicada por la relación de transformación del tanque de salida,
se creyó que bastaría con cortocircuitar la salida de FI. Error. Esto
AUMENTÓ la excursión en colector del conversor, si bien en una f
corrida. La red de salida era tipo PI, para la cual la fórmula
tradicional para la relación de transformación deja de ser válida
fuera de un cierto rango de impedancias de carga. Lo correcto fue
buscar una R que produzca el mayor amortiguamiento posible.
* Si se necesita saber con exactitud la tensión de RF en un lugar,
emplee el método de sustitución. Supongamos tener una serie de etapas
terminada en un detector, y se quiere saber qué tensión de RF hay en
un punto intermedio cuando tenemos una tensión detectada x. Entonces
se apaga la excitación normal del circuito, y se aplica en el punto en
cuestión una tensión de RF conocida con la menor impedancia posible
(p. ej. un generador de 50 ohm cargado con 50 ohm), y se la varía
hasta lograr la misma salida x. La condición para que este método sea
válido es que la impedancia del punto excitado sea suficientemente
alta, p. ej. un colector, paradójicamente lo que resultaría más
inconveniente si se hiciese una medición convencional, con punta.
* Combinando el método de forzar tensión en un punto con el de medir
variaciones de polarización, puede conocerse los mV de inyección del
oscilador local en un conversor: reemplazar momentáneamente dicho
oscilador con el generador conocido, y variar su nivel hasta tener la
misma tensión de emisor, leyéndola en un voltímetro de continua con
suficiente resolución.
* No existen detectores con respuesta que siga una ley matemáticamente simple.
La ley lineal (doble CC para doble RF) es sólo una aproximación para
niveles detectados bien altos, digamos más de 0,5V CC; y la cuadrática
(cuádruple CC para doble RF) vale sólo hasta unos 50mV CC. Si la
frecuencia es lo suficientemente baja como para permitir el uso de
operacionales de RF (un centenar de MHz para los más rápidos
disponibles actualmente), puede echarse mano del tradicional detector
linealizado por realimentación.
Pero lo más probable es que convenga modificar las cosas como para que
la alinealidad no moleste. Si se quiere hacer, digamos, un medidor de
nivel calibrado en dBm, en vez de escribir los dBm en cada lugar de la
escala del instrumento de aguja, se puede colocar un atenuador por
pasos confiable a la entrada del aparato, y las instrucciones de uso
serán variarlo como para lograr una determinada posición de la aguja.
Es obvio que la linealidad no importará en absoluto, sólo la exactitud
del atenuador.
* Cuando se coloca un filtro entre cierto conjunto de generador y
carga, hay infinitas configuraciones posibles para ese filtro que
producen la curva deseada, pero sólo una que además produce máxima
transferencia. Si no se conocen las impedancias de generador y carga,
y el filtro se fue probando al tanteo, haga esto:
- Intente obtener la curva de respuesta correcta.
- Tome nota del nivel donde están los máximos dentro de la banda
pasante, que es donde se *supone* que la adaptación debería ser
perfecta.
- Ahora defórmela desintonizando un poco alguno de los LC.
- Si la curva sube en alguna frecuencia dentro de la banda pasante, es
porque el filtro no estaba bien adaptado: o sea, se estaba
desperdiciando transferencia para lograr la forma de la curva. En ese
caso deberá reintentarse con otros valores, p. ej. acoplar más del
lado generador y menos del de la carga, o viceversa, y repetir estos
pasos.
* Veamos otro enfoque de lo anterior:
Se necesita poner un pasabanda simple sintonizado entre un generador
de impedancia conocida, y la entrada de un transistor cuya impedancia
no se conoce. Pero las fórmulas exigen conocerla. ¿Qué hacemos
entonces?.
- Comencemos por el caso en que Z1 es conocida, y supongamos que Z2 es
igual, y calcule los componentes (figura {Z1distZ2}). Lógicamente, se
obtendrá valores iguales para C1 y C2.
- Arme el circuito, ajuste inductancia o capacitancia para la
frecuencia deseada, observe la transferencia y ancho de banda.
- Suba o baje un poco C2 (el que va a la impedancia desconocida). Si
en alguna de las direcciones la respuesta aumenta, es porque Z2<>Z1.
- Siga modificándolo en la dirección en que mejora, hasta obtener la
máxima transferencia.
- Lógicamente, cada vez que se modifique C2 será necesario retocar C
(ó L) para mantener la frecuencia del pico.
- Cuando se haya alcanzado la meta, un cambio en C2 en cualquier
sentido hará disminuir la altura del pico.
Nota: aunque estamos hablando de Z2 desconocido, la configuración
utilizada para la ilustración supone que, por lo menos, Z2 sea menor
que la resistencia paralelo que el 2º sintonizado necesita ver.
* Si AMBAS impedancias son desconocidas, habrá que variar también C1.
Pero para cada valor de C1 habrá un valor de C2 que maximice la
ganancia, por lo que habrá infinitas combinaciones aparentemente
correctas de C1 y C2. ¿Recuerda que para resolver un sistema de
ecuaciones con 3 incógnitas hace falta que sean 3 las ecuaciones?.
Bien, si las incógnitas aquí son C1, C2 y C, las 3 ecuaciones son
ganancia, resonancia y ancho de banda. Efectivamente, habrá que
toquetear los 3 capacitores para que también se cumpla el ancho de
banda deseado.
* Para tener iguales Q en ambas ramas de un doble sintonizado
(referirse a la figura {2sint_1Q}):
- "A" es la topología que se desea determinar.
- Adoptar valores convenientes (tema tratado en otro punto) de C y L.
- Comencemos por armar la 1a sección, "B", acoplando el analizador a
través de una capacitancia lo menor posible.
- Tantear C1 hasta lograr el ancho de banda deseado (C se deberá
retocar concordantemente para restablecer la frecuencia central).
- Ahora armamos la 2a, "C", y será el generador lo que se acople muy
ligeramente.
- Tantear C2 para ancho de banda, y retocar C.
- Finalmente, armar la configuración final, y variar Cc para máxima
planicidad, o el ripple deseado.
Nota: cuando se habló de "ancho de banda deseado" en los pasos en que
hay un solo LC, como primera aproximación usar el valor que deberá
tener el circuito al final, fijarse en cuánto quedó al armar el doble
sintonizado, e iterar los pasos para corregirlo. P. ej. si resultó 1,5
veces el deseado, volver a los pasos A) y B) y obtener un ancho 1,5
veces menor.
Otra nota: la topología ilustrada supone que las impedancias de
generador y carga son suficientemente menores que lo que debe ver cada
sintonizado.
* Regla de buen cubero: si un sintonizado simple tiene un capacitor C,
y los capacitores de adaptación son Ca1 y Ca2, a los efectos de
calcular la frecuencia de resonancia es buena aproximación suponer que
la bobina "ve" una capacitancia igual a C + Ca1 + Ca2, si Q>10.
* Y en un sintonizado doble, acoplado con un capacitor Cc, éste afecta
la frecuencia central aproximadamente como si CADA sintonizado tuviese
un Cc agregado en paralelo.
* En un doble sintonizado al que ya se le midió el ancho de banda, si
se lo quiere disminuir 10%, los capacitores de acople se deberán bajar
un 10%, y los de adaptación de impedancia un 5%.
Preste atención a la diferencia : al desintonizar el LC con mayor Q
cargado se corre un pico; pero si el que se desintoniza es el de bajo
Q la curva se deforma sin destacarse demasiado un pico que siga al LC
modificado: sigue predominando el del LC no tocado. Si ambos Q
coincidiesen, se debería obtener dos picos que mantengan
aproximadamente la igualdad de altura al desintonizar.
Marbelis Moreno
EES
Seccion:02